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PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DEL PERÚ
FACULTAD DE CIENCIAS E INGENIERÍA
DISEÑO DE MÓDULOS DE GENERACIÓN, CONVERSIÓN DE
FRECUENCIA, AMPLIFICACIÓN Y SINCRONIZACIÓN PARA UN
RADAR PERFILADOR DE VIENTOS QUE OPERA A 445 MHZ
Tesis pata optar el Título de Ingeniero Electrónico, que presenta el bachiller:
Cristiam Fernando Castillo Plasencia
Asesor: Danny Scipión Castillo
Lima, Noviembre de 2015
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Resumen
El Radio Observatorio de Jicamarca (ROJ) es un centro de investigación ubicado a 25 km. al
este de la ciudad de Lima. Durante más de 54 años ha proporcionado información científica en
base a radar y ondas de radio que han sido relevantes para el desarrollo de la física ionosférica,
física del plasma y dinámica atmosférica.
El ROJ busca constantemente expandir sus capacidades técnicas y científicas. En esas circuns-
tancias el ROJ busca implementar un radar perfilador de vientos que opera a 445 MHz con el
fin de proporcionar a la comunidad científica un instrumento de investigación troposférica. Este
radar entregaría información valiosa sobre velocidad de vientos y sobre precipitaciones que podrían
atenuar el impacto de los fenómenos atmosféricos en la población peruana.
Para lograrlo, el ROJ plantea aprovechar al máximo los conocimientos y tecnologías adquiridos
en radares y de esa forma generar localmente la tecnología y recursos humanos para el desarrollo
de este proyecto.
En base a esa necesidad, la presente tesis desarrolla el análisis y diseño de los módulos gene-
ración de señal, conversión de frecuencia, amplificación y filtrado y reloj para un radar que opera
445 MHz y que permita aprovechar los equipos, conocimientos y tecnologías actuales del ROJ.
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Al personal que labora en el Radio Observatorio de Jicamarca
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Índice general
Resumen I
Introducción X
1. Marco problemático 1
1.1. Problema de Estudio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.1. Contexto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.2. Definición del problema de estudio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1
1.1.3. Alcance del proyecto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
1.1.4. Objetivos generales y específicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
1.2. Introducción a los sistemas de radar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
1.2.1. Definición y aplicaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3
1.2.2. Partes de un radar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.2.3. Frecuencia de transmisión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
1.2.4. Radar con antenas espaciadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
1.2.5. Conversión de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
2. Marco teórico y presentación del asunto de estudio 8
2.1. Radares . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
2.1.1. Ecuación del Radar para objetivos sólidos (Hard target) . . . . . . . . . . . 8
2.1.2. Radar Doppler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.1.3. Ecuación del Radar para objetivos metereológico . . . . . . . . . . . . . . . 9
2.1.4. Radar de aire-claro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.1.5. Ruido y filtro adaptado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
2.2. Diseño Electrónico en radio frecuencia 445MHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.2.1. Criterios generales de diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
2.2.2. Transmisores de radar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
2.2.3. Recepción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
2.2.4. Receptores homodino y superheterodino . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
2.2.5. Mezcladores y conversión de frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.2.6. Receptor digital coherente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
2.2.7. Filtros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
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ÍNDICE GENERAL
3. Diseño en hardware 27
3.1. Diagrama de bloques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.2. Generación de frecuencias de referencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30
3.3. Generación RF, up converter y filtrado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
3.4. Modulación y transmisión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.5. Recepción y amplificación de bajo ruido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
3.6. Conversión de frecuencia (down converter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
3.7. Divisores de potencia, amplificadores y atenuadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.8. Receptor digital y adquisición de datos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
4. Resultados 42
4.1. Pruebas de laboratorio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.2. Reloj y filtrado de la señal de referencia en 420 MHz . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.3. Resultados del up converter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.4. Recepción, down converter y filtrado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
Conclusiones y Recomendaciones 50
4.5. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
4.6. Recomendaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51
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Índice de figuras
1.1. Partes básicas de un radar monoestático. La comparación entre la señal de referencia
y la recibida ofrece información de posición y velocidad del objetivo. . . . . . . . . 5
1.2. Radar biestático con tres antenas espaciadas. El arreglo de antenas permitiría uti-
lizar interferometría y el análisis espectral permitiría discriminar precipitaciones de
ecos de aire-claro. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
2.1. Circuito resonante básico formado por una bobina y un condensador . . . . . . . . 14
2.2. Diagrama de bloques del transmisor básico. El oscilador estable genera una señal de
RF que luego es modulada en pulsos. El amplificador provee la potencia necesaria
para obtener el alcance deseado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
2.3. Diagrama de bloques del transmisor de radar con up converter. La modulación de
pulsos se realiza en el amplificador. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
2.4. Diagrama de bloques del receptor funcional básico. El amplificador de antena suele
ser bajo ruido. A la salida se obtiene la señal en banda base. . . . . . . . . . . . . . 17
2.5. Diagrama de bloques del radar con receptor homodino. La detección se realiza en
banda base. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18
2.6. Radar con receptor superheterodino. Nótese que el oscilador trabaja a una frecuencia
tal que la diferencia entre ésta y la señal recibida es la frecuencia intermedia fI . . 19
2.7. Mezclador ideal con filtro pasa bajo para obtener un down converter. La señal re-
sultante fI es igual a fR − fL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
2.8. Mezclador doble balanceado. Los diodos, al estar dispuestos en forma simétrica,
logran eliminar gran parte de la señal original y los armónicos impares. . . . . . . . 20
2.9. Diagrama de bloques de un receptor digital coherente. La información de fase se
obtiene a partir de las componentes en fase y en cuadratura. . . . . . . . . . . . . . 21
2.10. Filtro genérico. Zs es la impedancia del generador y ZL la impedancia de la salida. 22
2.11. Filtro pasa bajos normalizado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
2.12. Representación en el plano complejo de un filtro pasa-bajo . . . . . . . . . . . . . . 22
2.13. Tipos de filtros pasivos según sus componentes. Se decide utilizar filtros combline
por su facilidad de realización en Ultra High Frequency o frecuencias de entre 300
MHz y 3 GHz (UHF) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
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ÍNDICE DE FIGURAS
2.14. MHz combline para UHF. Nótese la ubicación de los capacitores variables. Tomado
de Wade [1] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
3.1. Diagrama en bloques del radar UHF. Azul: Reloj maestro y referencia; Negro:
Control y Código; Rojo oscuro: Direct Digital Syntetizer o sistema de síntesis digital
(DDS) y up converter ; Rojo Down converter ; Verde: Receptor digital y adquisición. 29
3.2. Diagrama de bloques de la etapa de generación de frecuencias de referencia. Se
utiliza un Global Positioning System o sistema de posicionamiento global (GPS)
para precisión. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
3.3. Generador de referencia de frecuencias. Se conecta a una microcomputadora Rasp-
berry PI para poder configurarla. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
3.4. Tarjeta de evaluación del chip AD9584 conectada a la referencia GPS marca Trimble 32
3.5. Circuito del filtro reconstructor a 240 MHz, antes de ser modificado. Simulación con
el software LTSpice . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
3.6. Circuito del filtro reconstructor modificado a 450 MHz, simulado en LTSpice. Nótese
el cambio en las bobinas L1, L2, L3, L4, L5 y L6 las bobinas para aumentar la
frecuencia de corte. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
3.7. Simulación del filtro reconstructor en LTSpice. Al lado derecho el filtro original y al
izquierdo el filtro modificado. Nótese que la frecuencia de corte ahora es 450 MHz. 33
3.8. Modificaciones en la tarjeta de la referencia de frecuencias. Se retira una resistencia
y se agregan un par de capacitores para permitir la conexión del GPS . . . . . . . 34
3.9. Ingreso de parámetros del filtro combline a 420 MHz y con 50 MHz de ancho de
banda. Nótese que es una primera interacción para conocer los valores de los capa-
citores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34
3.10. Resultado de simulación de filtro. Los capacitores están en el rango de 1-10 pF . . 35
3.11. Filtro combline construido para una frecuencia de 420 MHz. Nótese el capacitor
ajustable. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35
3.12. Diagrama de bloques de la etapa de conversión de frecuencia a 445 MHz o up
converter. Nótese los niveles de señal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.13. Filtro combline de cinco elementos con varillas de cobre que opera a 445 MHz. Se
utilizó un perfil de aluminio como soporte. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36
3.14. RF de 25 MHz modulado en BPSK por una onda cuadrada de 2.5 MHz. Nótese los
cambios de fase precisos de 0 a 180º. El canal 2 es la señal luego de un filtro pasa
bajos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
3.15. Espectro en frecuencia de la señal de 25 MHz modulada en BPSK por una onda
cuadrada de 5 MHz. Nótese la formación de lóbulos separados 5 MHz el uno del otro. 37
3.16. Diagrama de bloques de la etapa de amplificación y down converter que permite
amplificar y filtrar la señal recibida en la antena, así como convertirla a 25 MHz. . 38
3.17. Diseño del filtro pasa bajo a 50 MHz, diseñado, mediante el software Ansoft Designer
SV (Student Version) y simulado en el software LTSpice . . . . . . . . . . . . . . . 39
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ÍNDICE DE FIGURAS
3.18. Diseño del filtro pasabajo. Resultado de la simulación. Se busca una configuración
bessel para obtener respuesta de fase aproximadamente lineal y retarto de grupo
constante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
3.19. Filtro pasabajo tipo pi basado en una bobina y dos capacitores de alto Q. . . . . . 39
3.21. Prueba copper ball realizada en el Jicamarca Adquisition Radar System o sistema
de adquisición de datos del ROJ (JARS). Nótese el pulso en rojo ubicado a 0 km
con una duración de 100 km y Doppler de 0 ms-1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40
3.20. Diagrama de bloques del sistema de adquisición de datos JARS. Las señales de
control provienen del Sistema controlador de radar (CR). La señal de la antena,
previamente amplificada y filtrada, es convertida a 25 MHz por el down converter 41
4.1. Primera prueba de señal completa, antes de implementar filtros. Se utiliza un gene-
rador de señales, un divisor de potencia con un canal a 180º, y un conmutador que
modula la RF en BPSK. Los filtros fueron implementados en base a conectores de
cable BNC (notch filter) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42
4.2. RF de 25 MHz modulado en BPSK por una onda cuadrada de 2.5 MHz. La señal
luego es mezclada con una de 420 MHz. Luego de atenuarse, se mezcla nuevamente
con una de 420 MHz y luego de un filtro pasabajos se obtiene la respuesta del último
canal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43
4.3. Respuesta en frecuencia del filtro combline a 420 MHz. El punto M1 indica la fre-
cuencia central, con una pérdida de 0.8 dB. El ancho de banda (punto M2) es de 31
MHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.7. Salida del up converter antes y después del filtro. Nótese la atenuación en la señal
de imagen de 395 MHz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
4.4. Comparación entre el espectro de una onda cuadrada de 420 MHz. Al lado derecho
la señal original. Al izquierdo la señal obtenida después del filtro combline . . . . . 45
4.5. Dos Filtros combline de 445 MHz calibrados fabricados en el ROJ. El más grande
es de tres elementos. El más pequeño es de cinco elementos con corte más abrupto 45
4.8. Ensamblaje de la ruta de señal completa, incluyendo los filtros, el mezclador del up
converter y el mezclador del down converter. Nótese la respuesta en el tiempo en el
osciloscopio así como la respuesta en frecuencia en el analizador de espectros. . . . 45
4.6. Respuesta del filtro de 445 MHz con corte abrupto. Nótese la caida a 420 MHz (-39
dB, punto M2) y a 400 MHz (-65 dB, punto M1). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46
4.9. Salida del down converter después del filtro pasa bajo y detalle de la salida ampliada.
Nótese los lóbulos producidos por la modulación BPSK de 2.5 MHz τ = 0,2µs . . . 46
4.10. Detalle de las señales modulante, RF modulada y salida del down converter des-
pués del filtro pasa bajo. Se ha intercalado los filtros necesarios para la correcta
demodulación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
4.11. Resultado de la señal luego de la demodulación en fase y en cuadratura. Nótese los
valores fijos obtenidos en 0º y en 180º . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
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ÍNDICE DE FIGURAS
4.12. Resultado de la señal al ser introducida al sistema JARS. Nótese que la misma señal
se introduce a los cuatro canales. Existen desfases debido a que los cables por canal
no son del mismo tamaño. El pulso se ajustó para que aparezca aproximadamente
a 2 km de altura. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48
4.13. La señal de prueba vista en espectro de frecuencias. Un punto rojo muestra la señal
a 10 ms-1 y a 2.1 km de altura. La misma señal se refleja en los cuatro canales. . . 48
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Índice de cuadros
2.1. Ejemplo de valores de Z . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
2.2. Ejemplos de magnitud e intensidad de C2n . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.1. Especificaciones del radar perfilador de vientos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27
3.2. Bloques funcionales del radar, descrito por colores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
3.3. Sistemas y equipos desarrollador o adquiridos por el ROJ . . . . . . . . . . . . . . 30
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Introducción
Uno de los campos más apasionantes de la ingeniería electrónica es el de los radares. De hecho,
uno de los primeras soluciones donde los ingenieros de radio frecuencia pusieron especial interés
fue el resolver cómo detectar aviones o barcos enemigos antes de que éstos sean un peligro. Ya
Nikola Tesla, a finales del siglo XIX, predijo que el rebote de ondas electromagnéticas, de manera
similar a los ecos de sonido, podrían determinar la posición de objetivos remotos.
Actualmente los radares, en especial los radares atmosféricos, aseguran la navegación aérea y
registran la ocurrencia de fenómenos metereológicos. Sin embargo, estos equipos son costosos y
difíciles de mantener. Eso, aunado con la situación de riesgo en la que se encuentra el territorio
peruano, tales como el Fenómeno del Niño, las lluvias, tormentas y vientos fuertes, son un incentivo
para el desarrollo de tecnologías y conocimientos que permitan construir localmente un radar
perfilador de vientos.
La presente tesis busca explorar la literatura concerniente a radares de aire claro y metereoló-
gicos y en el diseño en radio frecuencia en UHF, enfocándose a continación en el análisis y diseño
de un radar perfilador de vientos y finalmente en realizar pruebas de concepto y de laboratorio
que validen el diseño del sistema.
El capítulo 1 desarrolla el problema de estudio, el contexto, alcance, y los objetivos de la tesis,
así como una breve introducción a radares para estudios atmosféricos.
El capítulo 2 muestra conceptos teóricos necesarios para el desarrollo de la tesis tales como
la ecuación del radar, filtros adaptados para mejorar la relación señal a ruido, criterios de diseño
electrónico en radio frecuencia en UHF, transmisores y receptores para radares, mezcla y conver-
sión de frecuencia, filtros basados en líneas de transmisión y una breve introducción a receptores
digitales.
El capítulo 3 desarrolla el proceso de diseño basado en recopilación de requisitos y pruebas
interactivas y en reuniones con los directores, técnicos e ingenieros, con el fin de obtener un diseño
óptimo pero a la vez flexible y orgánico.
El capítulo 4 se muestran los resultados de laboratorio por cada módulo que validarían el
diseño, como son la generación de señales de reloj y de referencia, la mezcla y conversión de
frecuencia, el filtrado y la amplificación y atenuación.
Finalmente, se recopilan una serie de conclusiones y recomendaciones donde se muestran
los problemas encontrados y su solución y se plantean recomendaciones que pueden ayudar a
mejorar el proceso de diseño y el trabajo en los laboratorios del ROJ.
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Capítulo 1
Marco problemático
1.1. Problema de Estudio
1.1.1. Contexto
Perú se encuentra en constante riesgo debido a fenómenos atmosféricos tan inusuales como
los vientos fuertes en aeropuertos de la selva, o tan catastróficos como el Fenómeno del Niño
de 1983 y 1998 que afectaron en especial la costa, o relativamente periódicos como las lluvias
torrenciales, aludes y huaycos en la sierra. Por lo tanto existe la necesidad de estudiar y conocer
el comportamiento de los vientos y precipitaciones.
El ROJ es un centro de investigación científica que ha proporcionado información en base a
ondas de radio y radares que han sido relevantes para el desarrollo de la física ionosférica, física
del plasma y dinámica atmosférica. También ha generado conocimiento científico relativo a la
investigación de la La capa de la atmósfera terrestre que está en contacto con la superficie de la
Tierra (Tropósfera).
En junio del 2014 el ROJ presentó diversos proyectos de innovación tecnológica al Fondo para
la Innovación, la Ciencia y la Tecnología (FINCyT). En noviembre del mismo año el FINCyT
comunicó al ROJ la aprobación de esos proyectos entre los cuales estaba el diseño y construcción
radar perfilador de vientos que opera en las frecuencias UHF para el estudio de la capa límite y
precipitaciones en el territorio peruano.
1.1.2. Definición del problema de estudio
Según el Servicio Nacional de Metereología e Hidrología del Perú (SENAMHI, 2010 [2]), tres
son los factores que determinan básicamente el clima del Perú: la situación del país en la zona
intertropical, las modificaciones altitudinales que introduce la Cordillera de los Andes y la Corriente
Peruana o de Humboldt.
Esos factores junto con la extensión del territorio peruano, variedad de climas y microclimas,
así como las situaciones climáticas extremas ponen al país en situaciones vulnerables. Por ejemplo:
durante el Fenómeno del Niño de 1983 y 1998 se produjeron lluvias, inundaciones, derrumbes y
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
huaycos que generaron pérdidas humanas y económicas.
Además, las tormentas y turbulencias en los aeropuertos peruanos pueden poner en riesgo la
seguridad antes, durante y después del despegue. Si a eso le sumamos la poca inversión pública y
privada en el monitoreo de las condiciones climáticas, nos encontramos ante 2 problemas:
1. Falta de conocimiento de las condiciones climáticas instantáneas locales, con alta resolución
espacial y temporal. Por ejemplo: la magnitud y dirección del viento, así cantidad y tipo de
precipitación.
2. La escasez de bases de datos de condiciones climáticas, que dificulta la precisión de los modelos
meteorológicos locales.
Una solución es implementar un radar para monitoreo de vientos y lluvias a bajo costo que
pueda instalarse en distintas partes del país. Este radar perfilador de vientos en UHF sólo apunta
de manera vertical. Scipion (2011) [3] concluye que aplicando técnicas de interferometría (Space
Antenna) se puede medir la turbulencia de vientos en la atmósfera.
Además, aplicando técnicas de procesamiento de señales se puede detectar las precipitaciones
donde se encuentren presentes. Finalmente, el radar puede entregar estimados de los vientos y
precipitaciones cada 5 minutos y hasta una altura de 10 km.
1.1.3. Alcance del proyecto
La presente tesis busca describir el diseño de las etapas de generación de señal, conversión de
frecuencia, amplificación, filtrado y sincronización de un radar perfilador de vientos que opera en
UHF.
El diseño de las antenas de recepción y transmisión, la amplificación de alta potencia de radio
frecuencia, la etapa de selección o conmutación de antenas, así como la adquisición y procesamiento
de señales y la implementación final no están contempladas en la presente tesis.
1.1.4. Objetivos generales y específicos
Objetivo general:
Analizar y diseñar los módulos generación de señal, conversión de frecuencia, amplificación
y filtrado y reloj para un radar que opera 445 MHz y que permita aprovechar los equipos,
conocimientos y tecnologías del ROJ.
Objetivos específicos:
Recoger los requisitos y especificaciones.
Determinar qué equipos del ROJ van a ser reutilizados.
Establecer un diagrama de bloques donde se describan las etapas del sistema.
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
Determinar los parámetros y especificaciones de las señales de reloj y de radio frecuencia
(RF).
Implementar pruebas de laboratorio para probar el diseño de las etapas de generación, con-
versión de frecuencia, amplificación y filtrado de las señales de RF.
Realizar los ajustes para que los niveles de señal sean los correctos tanto para la etapa de
potencia y antena como para la etapa de adquisición y procesamiento de señales.
1.2. Introducción a los sistemas de radar
1.2.1. Definición y aplicaciones
El acrónimo radar fue sugerido por la Fuerza Naval de EE.UU. en noviembre de 1940 como
Radio Detecting And Ranging y se refiere a equipos diseñados para la detección y alcance de
objetivos mediante ondas de radio. (Doviak & Zrnic, 1993 [4])
Según Skolnik, 1990 [5], el concepto de radar es relativamente simple, sin embargo, su imple-
mentación real no lo es. Un radar opera radiando energía electromagnética y detectando los ecos
que regresan reflejados por el objetivo. La naturaleza de la señal reflejada provee de información
acerca del objetivo. La distancia o rango del objetivo es conocido a partir del tiempo que toma la
energía en ir al objetivo y regresar. El ángulo puede obtenerse mediante antenas directivas, aquellas
que concentran la energía en un haz angosto. Si el objetivo se mueve, el radar puede derivar su
velocidad mediante el desplazamiento en la frecuencia o efecto Doppler.
Doviak & Zrnic [4] menciona a Nikola Tesla como el primero en describir el radar: “Cuando
emitimos un sonido y escuchamos el eco en respuesta, sabemos que el sonido de la voz debió
haber alcanzado un muro distante, o limite, y ésta debió haber sido reflejada. De la misma manera
una onda eléctrica es reflejada ... nosotros podemos determinar la posición relativa o curso de un
objetivo en movimiento tal como un buque en el mar, la distancia viajada por éste, o su velocidad
....”
En 1904, en Alemania se realizaron las primeras pruebas de detección de objetivos. Se utilizaron
ondas de radio de entre 40 y 50 m de longitud. Sin embargo, para medir la distancia de un objetivo
fue necesario desarrollar transmisores pulsados y receptores de ancho de banda amplio.
En 1926 la Naval Research Laboratory obtuvo la primera medición de distancia mediante ondas
de radio pulsadas al emitir ondas de 71.3 m y recibir el eco a 150 km de altura sobre la tierra,
comenzando así el desarrollo de tecnología de radar para investigar la atmósfera. Sin embargo,
en 1935 la Commitee for the Scientific Survey of Air Defense de Inglaterra impulsó el desarrollo
de radares para la detección de aviones enemigos, utilizando los conocimientos adquiridos por los
científicos atmosféricos.
Robert A. Watson-Watt, uno de los convocados por la Naval Research Laboratory, había traba-
jado en un sistema para generar alertas tempranas de tormentas. Para Julio de 1935 Sir Watson-
Watt había logrado demostrar la detección y alcance de aviones mediante ondas de radio, pro-
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
porcionando a los aviadores británicos de alertas tempranas ante los aviones alemanes. (Doviak &
Zrnic, 1993 [4])
Recién en 1942, en Londres, se logró detectar y medir la distancia de objetivos utilizando ondas
continuas moduladas en frecuencia. La frecuencia de la señal producto de la mezcla entre la onda
emitida y reflejada era proporcional a la distancia al objeto.
Durante la Segunda Guerra Mundial los radares basados en efecto Doppler fueron desarrollados
para discriminar los objetos de los ecos del mar y la tierra. En 1953 el radar pulsado de efecto
Doppler se comenzó a utilizar en mediciones meteorológicas tales como el estudio de precipitaciones
y vientos y para la alerta temprana de tormentas y huracanes.
La técnica para la observación de ecos generados en el aire claro de la estratósfera y la me-
sósfera fue desarrollada en el ROJ, Lima, Perú, en el año 1972 por Rondld F. Woodman y Al-
berto Guillen (Woodman & Guillen, 1974 [6]). La técnica de Woodman y Guillen, llamada radar
MST(Mesosphere, Stratosphere, and Troposphere) por su acrónimo en inglés, mide las desviaciones
Doppler con resolución espacial del orden de 150 m. Woodman & Guillen (1974) [6] señalan que,
aunque el radar de Jicamarca, por diseño, no podía detectar ecos de la baja atmósfera (menos de
17 km), sí logra detectarlos en la estratósfera y mesósfera.
Según Córdova, 2006 [7] y Van Zandt, 2006 [8], los radares MST o “radares de aire claro”
se han convertido en la técnica más potente para el sondeo de la atmósfera y ha contribuido
significativamente a las mediciones de los vientos y a las investigaciones de la dinámica atmosférica
tales como las ondas gravitatorias, turbulencias y sistemas convectivos.
1.2.2. Partes de un radar
Según Skolnik [5], un radar monoestático es aquel que utiliza una sola antena para transmitir
y recibir. Las partes básicas de un radar monoestático son mostradas en la Figura 1.1.
El radar tiene dos estados: estado de transmisión y estado de recepción. La generación de una
señal de referencia y de control de estado T/R (transmisión o recepción) está controlada por la
unidad de sincronismo y control.
En el estado de transmisión la señal de radar, mayormente un tren repetitivo de pulsos cortos
de radio frecuencia, es generada y amplificada en el transmisor y radiada al espacio por la antena.
El conmutador T/R conecta la antena al transmisor.
El radar luego pasa a estado de recepción. Las ondas emitidas por la antena alcanzan el objetivo
y éste refleja una pequeña porción de regreso a la antena. Un amplificador de bajo ruido amplifica
la señal recibida por la antena para luego ser recolectada por un sistema de procesamiento.
El sistema de procesamiento utiliza la señal de referencia y con algoritmos digitales la combina
con la señal recibida por la antena para obtener información de magnitud y fase en el dominio
del tiempo. Luego las muestras digitales son procesadas para obtener información en la frecuencia
mediante el cálculo del espectro empleando la transformada discreta de Fourier (DTFT) (DTFT).
Skolnik [5] señala que el tiempo en que llega la señal reflejada por el objetivo entrega información
de posición. Los desplazamientos en la frecuencia de la señal recibida con respecto a la referencia
ofrecen información de velocidad debido al efecto Doppler.
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
Generador 
de señal
RF
Amplificador 
de potencia
Conmutador 
transmisión / 
recepción (T/R)
Amplificador 
de bajo ruido
Antena
Adquisición y 
procesamiento 
de datos
Sincronismo y 
Control
Figura 1.1: Partes básicas de un radar monoestático. La comparación entre la señal de referencia
y la recibida ofrece información de posición y velocidad del objetivo.
1.2.3. Frecuencia de transmisión
Cualquier dispositivo que detecta y localiza objetivos con energía electromagnética, sin importar
la frecuencia, puede ser catalogado como radar, indica Skolnik [5]. Los radares han operado desde
algunos mega Hertz hasta la región ultravioleta del espectro. Aunque el principio de operación es
el mismo, en la práctica la implementación es ampliamente variada.
Los primeros radares británicos anteriores a la Segunda Guerra Mundial usaban ondas High
Frequency o frecuencias de entre 3 MHz y 30 MHz (HF) debido a limitaciones técnicas que fueron
superadas en los años 1930, donde se desarrollaron radares en Very High Frequency o frecuencias de
entre 30 MHz y 300 MHz (VHF) y UHF. Estos radares fueron usados para la detección temprana
de aviones enemigos y navegación, entre otros usos.
Durante la Segunda Guerra Mundial se desarrollaron radares en la región de las microondas
Super High Frequency o frecuencias de entre 3 GHz y 30 GHz (SHF) y se utilizaron tanto para
la detección de objetos enemigos como para el control y dirección de misiles, navegación, aviso
metereológico e inclusive por la policía de tránsito para el control de velocidad.
Skolnik [5] también señala que conforme la frecuencia aumenta, en especial en la región de las
microondas, la atenuación por los gases de la atmósfera y del vapor de agua aumenta tambien. Sin
embargo, se logran resolución angular y espacial más precisa debido a que menores longitudes de
onda permiten utilizar antenas más pequeñas o concentrar el haz en ángulos más angostos.
Chilson et al (1993) [9] concluyen que las señales de retorno en UHF (λ ≈ 70 cm) son más
sensibles a precipitaciones, mientras que las señales de VHF (λ ≈ 6 m) son sensibles tanto a
precipitaciones como a turbulencias. Por esa razón ambas frecuencias sería adecuadas para detectar
ambos fenómenos.
Scipion (2011) [3] precisa que, para estudiar la capa de la atmósfera cercana a la Tierra, o capa
límite, se utilizan radares UHF cercanos a 1 GHz. Por esa razón los radares UHF, o boundary layer
radars(BLR) son más usados para los estudios de aire claro. La resolución típica de estos radares
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
es de 100 m.
Para el radar descrito en la presente tesis se seleccionó la frecuencia UHF de 445 MHz debido
a las razones antes citadas, a la factibilidad de fabricar localmente antenas para esa longitud de
onda (λ = 66 cm), a la movilidad de estas antenas y debido a la tecnología y equipos disponibles
en el Radio Observatorio de Jicamarca (ROJ).
En la Figura 1.2 se muestra el radar básico modificado para utilizar un arreglo de antenas de
transmisión y tres arreglos de antenas de recepción. Eso implica utilizar tres canales independientes
de recepción y de adquisición de datos. Nótese la necesidad de utilizar conversión de frecuencia
para obtener la señal RF de 445 MHz.
Generador 
de señal RF
Amplificador 
de potencia
Amplificador 
de bajo ruido
Antena
transmisora
Adquisición y 
procesamiento 
de datos
Sincronismo y 
Control
Antena
receptora
x 3
Referencia de 
420 Mhz
445 Mhz
25 Mhz
25 Mhz
Fitro 
pasa banda
Fitro 
pasa bajos
Mezcla
Mezcla
x 3x 3x 33
canales
Figura 1.2: Radar biestático con tres antenas espaciadas. El arreglo de antenas permitiría utilizar
interferometría y el análisis espectral permitiría discriminar precipitaciones de ecos de aire-claro.
1.2.4. Radar con antenas espaciadas
Briggs et al. (1950) [10] señala que utilizar un radar con antenas separadas a una distancia
conocida permite utilizar técnicas de inteferometría para conocer las propiedades del fenómeno ato-
mosférico con mayor precisión. Por ejemplo, mediante interferometría se halla no sólo la velocidad
del viento, también la dirección en tres dimesiones del objetivo.
Por esa razón se opta por diseñar un radar basado en cuatro arreglos de antenas; un arreglo
para transmisión y tres arreglos para recepción. Este conjunto de antenas permitiría:
1. Los arreglos de antenas, al interferirse entre sí, permiten enfocar y concentrar el haz electro-
magnético en un ángulo pequeño.
2. No sería necesario un dispositivo de conmutación de transmisión y recepción. Los T/R suelen
ser dispositivos de alta potencia y por lo tanto costosos.
3. Los tres arreglos de antenas de recepción, separados a una distancia conocida, conformarían
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CAPÍTULO 1. MARCO PROBLEMÁTICO
un dispositivo de interferometría para conocer el vector de velocidad del objetivo de manera
tridimensional.
4. Empleando técnicas de procesamiento espectral se podrá discriminar los ecos del aire-claro de
los de precipitación, lo que nos permitirá estimar la cantidad de precipitación acumulada donde
éste se encuentre presente.
1.2.5. Conversión de frecuencia
Uno de los requisitos para implementar el radar UHF a 445 MHz era aprovechar los equipos y
tecnologías desarrollados en el ROJ. Sin embargo, los equipos del ROJ, en especial el generador de
señales RF, trabaja hasta 100 MHz, siendo usual programarlo con frecuencias entre 25 y 65 MHz.
Para generar señales de 445 MHz se decide utilizar conversores de frecuencia o Up Converters.
Esa señal se obtiene mezclando una señal de 420 MHz con otra de 25 MHz y, luego de un filtro
pasabanda, se obtiene la señal de 445 MHz. Eso planteó la necesidad de generar la señal sinusoidal
de referencia de 420 MHz. Puede verse el diagrama de bloques del up converter en la Figura 1.2.
El generador de la señal de 25 MHz es el Direct Digital Syntetizer(DDS) o sintetizador digi-
tal directo (ROJ, 2010 [11]), basado en el chip AD9854 de Analog Devices y desarrollado en el
ROJ. Este sistema además provee de modulación por código binario en fase (BPSK) y puede ser
programado en distintas frecuencias a precisión.
De manera similiar, para la etapa de recepción se convierte la frecuencia de 445 MHz, recibida
en la antena, a 25MHz utilizando la señal de referencia de 420 MHz. En la Figura 1.2 se muestra
el mezclador como up converter y el filtro pasa banda previo a la transmisión.
Para generar la señal de 420 MHz se utiliza el generador de frecuencias de referencia o clock
reference. Este dispositivo, también desarrollado en el ROJ, se basa en el chip AD9548 de Analog
Devices que permite obtener señales de reloj desde 1 kHz hasta 450 MHz (ROJ, 2012 [12]). Éste
generador se sincroniza a un reloj maestro de 1 pps (pulso por segundo) y otra señal de 10 MHz,
ambos obtenidos desde un receptor GPS (Global Positioning System).
Para finalizar, en el presente capítulo se desarrolló el problema de estudio que consiste en
implementar un radar perfilador de vientos, con enfoque en diseñar las etapas de conversión de
frecuencia para transmisión y recepción. Además se hizo una introducción a los radares de aire-
claro y para medición de precipitaciones. Este radar serviría para entender mejor los vientos y
precipitaciones en el territorio peruano.
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Capítulo 2
Marco teórico y presentación del
asunto de estudio
2.1. Radares
2.1.1. Ecuación del Radar para objetivos sólidos (Hard target)
Skolnik [5] señala que la ecuación del radar es una forma útil de describir los factores que
influyen en la performance del radar. Una forma de la ecuación entrega la potencia de la señal
recibida Pr como:
Pr =
PtGt
4piR2 ×
σ
4piR2 ×Ae (2.1)
El lado derecho de la ecuación ha sido reescrita en tres factores para representar el proceso
físico que toma lugar. El primer factor es la densidad de potencia a una distancia R metros desde
la antena que radía una potencia Pt Watts con una ganancia Gt.
El numerador del segundo factor σ es la sección transversal del objetivo sólido en m2. El
denominador representa las pérdidas por divergencia de la radiación electromagnética desde el
objetivo a la antena y es el mismo que el denominador de la primer factor, que representa la
divergencia desde la antena al objetivo. Ambos dependen del cuadrado de la distancia.
El producto de los dos primeros términos representan la potencia por metro cuadrado que
regresa al radar. La antena con apertura efectiva Ae intercepta una porción de esta potencia en
una cantidad dada por el producto de los tres factores. Por lo tanto, se puede calcular el máximo
rango del radar Rmax como función de la mínima potencia de señal que el receptor puede detectar
Smin
R4max =
PtGtAeσ
(4pi)2Smin
. (2.2)
Skolnik [5] indica que estas ecuaciones dan un valor aproximado del rango y son un buen punto
de partida para el diseño. En realidad los cálculos deben ser en términos estadísticos, ya que la
sección transversal del objetivo es de naturaleza estadística.
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
2.1.2. Radar Doppler
Skolnik [5] señala que los radares Doppler utilizan el efecto de corrimiento de frecuencia debido
al movimiento del objetivo. Si el objetivo se acerca al radar, la frecuencia de la señal de retorno
será superior a la original, y viceversa. La frecuencia de desplazamiento está dada por
fd = 2vd/λ, (2.3)
donde vd es la velocidad del objetivo, asumiendo que la antena transmisora es la misma que la
receptora y λ = c/f es la longitud de onda de la RF y c = 299 792 458 ms-1 que, para f =445
MHz, es λ = c/f = 0.67 m. Por ejemplo, si el objetivo se mueve a 10 ms-1 hacia la antena, el
desplazamiento en frecuencia será aproximadamente 29 Hz.
El capítulo 17 de Skolnik [5], indica que los radares de pulso Doppler suelen cumplir tres
características:
1. Utilizan transmisión y recepción coherente, es decir, los pulsos transmitidos y el oscilador local
están sincronizados con una referencia fija muy estable,
2. Utilizan una frecuencia de pulsos repetidos elevada (Pulse Repetition Frecuency o PRF), para
ser ambiguos respecto a la distancia o rango,
3. Utilizan procesamiento coherente para rechazar el ruido por ecos o rebotes, mejorar la detección
y ayudar a la diferenciación del objetivo con precisión.
Asimimsmo Skolnik señala que los radares Doppler se usan donde se requiere detectar objetivos
en movimiento y donde existen severas interferencias o ecos fijos como montañas o edificios.
Doviak & Zrnic [4] señalan que los radares Doppler pueden detectar la dirección del viento
así como su velocidad radial, tanto en aire claro como en la región de precipitación. Dependiendo
del tipo de mecanismo de dispersión los radares pueden ser divididos entre metereológicos y de
aire-claro.
2.1.3. Ecuación del Radar para objetivos metereológico
Las precipitaciónes se refieren a todo líquido o sólido que se origina en la atmósfera y cae a la
Tierra tales como la lluvia, granizo o nieve (Ahrens 1991. [13]). Para obtener información sobre
concentración de precipitaciones es necesario cambiar la ecuación del radar a una que incluya la
naturaleza estadística del objetivo (Skolnik [5], pag 23.2). Una forma simplificada de la ecuación
del radar sería
Pr =
βσ
R4
, (2.4)
donde β es una constante que depende de los parámetros del sistema de radar, r es el rango y σ
es la sección efectiva del objetivo.
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Cuando el objetivo es metereológico, el cálculo de σ difiere de objetivos puntuales o sólidos,
por lo que σ se reescribe como
σ = ηV, (2.5)
donde η es la reflectividad del objetivo en unidades de área por unidad de volumen, y V es el
volumen muestreado por el radar.
Para el caso de objetivos dispersos, Doviak & Zrnic [4] proponen que la ecuación se modifi-
que para considerar un volumen de que contenga los dispersores así como el ancho del pulso de
transmisión
Pr =
PtGt
(4pi)3r20l2
× cτw2 ×
piθ21
8 ln 2 × η (2.6)
donde r0 es la distancia al centro del volumen de resolución del radar, el cual se refiere a la
mínima separación entre dos volúmenes de objetivos que permite ser distinguido por el radar. El
segundo término representa la resolución de alcance ∆r = cτw/2, donde τw es el ancho del pulso de
transmisión. El tercer término representa el ancho del haz de transmisión, donde θ1 es el ancho a
-3 dB en radianes del patrón del haz. La reflectividad del radar, η, es una medidad de la intensidad
de dispersión del radar medida en unidades por m-1. El η para precipitaciones puede ser escrito
como
η =
N∑
i=1
σi, (2.7)
donde N es el número de dispersores por unidad de volumen y σi es la sección transversal de
retro-dispersión de la i-ésimo dispersor.
Para obtener un valor de η práctico, Skolnik [5] describe una teoría general que calcula la señal
que retorna desde un objetivo mediante una onda plana que incide sobre gotas esféricas. Esa señal
es función de la longitud de onda, el índice complejo de refracción de la partícula, y el radio 2piα/λ,
donde α es el radio de la partícula esférica y λ es la longitud de onda.
Cuando el ratio 2piα/λ >> 1, es decir, cuando las partículas tienen un tamaño mucho menor
a la longitud de onda, la aproximación de Rayleigh puede ser aplicada, es decir, la intensidad de
energía dispersada depende de la cuarta potencia de la longitud de onda. En ese caso σi queda
como
σi =
pi5
λ4
|K|2D6i (2.8)
donde Di es el diametro de la i-ésima gota, y
|K|2 =
∣∣∣∣∣m2 − 1m2 + 2
∣∣∣∣∣
2
(2.9)
donde m es el índice de refracción complejo. A temperaturas entre 0 y 20ºC, para la fase del agua,
y con ondas del orden de centímetros (0.01 a 0.10 m)
|K|2 ' 0,93 (2.10)
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Cuadro 2.1: Ejemplo de valores de Z
Valor de Z Tipo de precipitación
0 dBZ nubes cumulus
20 dBZ lluvia ligera
60 dBZ lluvia fuerte y granizo
y para la fase de hielo
|K|2 ' 0,20 (2.11)
La ecuación 2.7 puede ahora ser re-escrita como
η = pi
5
λ4
|K|2
N∑
i=1
D6i (2.12)
y el factor de reflectividad del radar puede ser definida como
Z =
N∑
i=1
D6i (2.13)
Se suele usar milímetros para el diámetro de las gota Di y considerar la sumatoria dentro de
m3. La unidad usual de Z es en mm6/m3. Scipión [3] señala que es usual representar a Z en escala
logarítimica, es decir, dBZ o 10 log10 Z1mm6m−3 . Un ejemplo de estos valores se muestra son tomados
de Doviak & Zrníc (1993) en la tabla 2.1
Skolnik [5] precisa que los radares meterológicos suelen trabajar con valores de Z de entre 10
y 60 dBZ, mientras que los radares de investigación trabajan con un rango dinámico más amplio,
desde -10 a 80 dBZ.
2.1.4. Radar de aire-claro
El capítulo 23 de Skolnik [5] indica que existen una nueva familia de radares en UHF y VHF
de haz fijo que son usados para obtener perfiles de vientos como el de la presente tesis. Los radares
perfiladores de viento en aire-claro son radares Doppler pulsados que transmiten ondas de radio
en forma vertical o casi vertical, y reciben señales generadas por las fluctuaciones en el índice
de refracción del aire-claro. Estas fluctuaciones son causadas por variaciones en la temperatura y
humedad (Scipion (2011) [3]).
Scipión precisa que, como resultado de experimentos con radares realizados por Atlas y Hardy
en 1966 [14], longitudes de onda de 3.2, 10.7 y 71.5 cm, se concluyó los ecos que aparecen entre 1 y
3 km eran vistos de manera más prominente por el radar de 3.2 cm y no por el de 71.5 cm, lo que
indica que esos objetivos eran pequeños comprados con la longítud de onda del radar, y los llevó
a concluir que los ecos se debían a insectos o pájaros. También Atlas y Hardy descubrieron una
capa de alrededor de 1 km, llamada boundary layer o capa límite, que era observado claramente
por el radar de 10.7 y de 71.5 cm y que se debían a variaciones en el índice de refracción del aire.
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Cuadro 2.2: Ejemplos de magnitud e intensidad de C2n
Valor de C2n Intensidad de turbulencia
6 ×10-17 m s-2/3 debil
2 ×10-15 m s-2/3 intermedia
3 ×10-13 m s-2/3 fuerte
Woodman & Guillen [6] obtuvieron mediciones de velocidad del viento en la estratósfera y
mesóspera con el radar de 50 MHz ( VHF) ubicado en Jicamarca y plantearon técnicas para
realizar estas mediciones que siguen vigentes hoy en día. Finalmente, Scipion (2011) [3] señala que
los radares que trabajan en la capa límite de la atmósfera (boundary layer) trabajan en frecuencias
de VHF y UHF hasta 1 GHz.
2.1.4.1. Ecuación del radar para aire-claro
Scipión [3] describe una técnica para conocer las turbulencias en el aire claro a partir del
espectro de energía E(κ). Ésta energía puede ser clasificada en tres regiones: región de energía
contenida, región inercial, y región de disipación. Bajo esa hipótesis no existe intercambio de
energía entre la región de disipación y la región de energía contenida.
En la región inercial E(κ) puede ser expresada como:
E(κ) = Ae2/3κ−5/3, (2.14)
donde Ae es una constante universal entre 1.53 y 1.68,  es la disipación de energía cinética de la
turbulencia o remolino y κ representa el número de onda. En el rango inercial los remolinos pueden
tener desde 200 m y ser tan pequeños como 1 cm.
Finalmente, la reflecitivad del radar para aire-claro es una medida de la intensidad causada por
las variaciones en el índice de refracción presentes en el volumen de resolución del radar. Si la media
longitud de onda del radar cae dentro del rango inercial, la reflectividad puede ser representada
como:
η = 0,379C2nλ−1/3, (2.15)
donde C2n es un parámetro de la función de estructura del índice de refracción (mm-2/3).
2.1.5. Ruido y filtro adaptado.
Según Skolnik [5], la señal mínima detectable Smin es una cantidad estadística y debe ser
descrita en términos de la probabilidad de detección y la probabilidad de falsa alarma. La mínima
señal detectable puede ser expresada en términos de la relación de señal a ruido (S/N) requerdia
para una detección aceptable, multiplicada por el ruido del receptor.
El ruido del receptor está expresado en relación con el ruido producido en un receptor ideal y
que es igual a kTB, donde k es la constante de Boltzmann, T es la temperatura y B es el ancho
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
de banda del receptor. El ruido del receptor es el ruido térmico multiplicado por un factor Fn,
la figura de ruido del receptor. Esa figura es medida en relación con la temperatura T0 = 290K
(temperatura ambiente aproximada), y el factor kT0 es igual a 4 × 10−21W/Hz. Por lo tanto, la
mínima señal detectable puede ser escrita como
Smin = kT0BFn
S
N
(2.16)
Skolnik [5] aclara que, aunque la forma de onda típica del radar es un pulso cuadrado, con
señales más complejas la energía total de la señal suele ser más apropiada para representar la señal
mínima detectable. La relación entre la energía de la señal y la energía del ruido, denotada por
E/N0, suele medirse y obtenerse con mayor facilidad que la relación de las potencias de señal a
ruido.
Skolnik [5] concluye que, sin importar la forma de onda de la señal recibida, si el receptor
es diseñado para responder como un filtro adaptado a la forma de onda del transmisor (matched
filter), entonces el pico de la relación señal a ruido a la salida del filtro siempre será 2E/N0.
Levanon [15] aclara que un filtro adaptado, o matched filter, es un filtro cuya función de trans-
ferencia o respuesta al impulso está diseñada para obtener la máxima relación de señal a ruido. Por
ejemplo, si el fitro tiene una respuesta rectangular (filtro ideal), entonces estará adaptado al pulso
de la señal solo si el ancho de banda del filtro Bfiltro adaptado es igual a la inversa de la duración
del pulso τ
Bmatched filter =
1
τ
(2.17)
Finalmente, para un pulso de ancho τ la potencia de la señal es E/τ y la potencia del ruido es
S = N0B, (2.18)
donde E = la energía de la señal, N0 = energía de ruido, o potencia de ruido por unidad de
ancho de banda (asumiendo que el ruido es uniforme con la frecuencia), y B = ancho de banda
del receptor. Con estas sustituciones, Smin será
Smin = kT0Fn(E/N0)/τ (2.19)
donde Fn es la figura de ruido del receptor.
Sustituyendo en la ecuación del radar (ecuación 2.2)
R4max =
EtGtAeσ
(4pi)2kT0Fn(E/N0)
(2.20)
donde Et = Ptτ es la energía contenida en la onda transmitida.
A pesar de que 2.20 asume un pulso rectangular, éste puede ser aplicado a cualquier forma de
onda cuando Et es la energía contenida en la onda transmitida y el receptor, con figura de ruido
Fn, está diseñado como un filtro adaptado.
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
2.2. Diseño Electrónico en radio frecuencia 445MHz
2.2.1. Criterios generales de diseño
Delacoudre [16] explica los límites del diseño de circuitos de radio frecuencia. Si tenemos un
circuito formado por una bobina y un condensador en paralelo (Figura 2.1), la frecuencia de
resonancia estará dada por
f = 1
2pi
√
LC
(2.21)
Por ejemplo, a 500 MHz, si tuvieramos que trabajar con capacitores de 10 pF, el valor de
la bobina sería de 0.01 µH, lo que corresponde a un hilo ligeramente curvado de apenas 1 o 2
centímetros, por lo que llegamos rápidamente a imposibilidades físicas y prácticas de realización.
Un condensador de 10 pF puede obtenerse con sólo dos conductores muy próximos el uno al otro,
y una bobina por pocos centimetros de conductor. Por lo tanto es crucial, al diseñar circuitos de
estas frecuencias, el considerar las dimensiones y disposición de los conductores.
+
−Vs L1 C1
Figura 2.1: Circuito resonante básico formado por una bobina y un condensador
Finalmente, Delacoudre concluye que diseñar circuitos en UHF implica especial cuidado en
dimensionado de los conductores y los espacios entre éstos. Por esas razones el diseño de circuitos
RF a frecuencias UHF limita el uso de componentes discretos y permite mas bien utilizar los
conductores, su disposición y orientación, como lineas de transmisión. Como ejemplo, los filtros de
onda en UHF y en microonda suelen ser lineas de transmisión como varillas en paralelo, cajas con
elementos helicoidales, guías de onda y cavidades resonantes, entre otros.
Bourde [17] propone guías de diseño prototipos para RF. Se pueden resumer en:
Plano de tierra: Debe existir un plano de tierra continuo
Substrato del circuito impreso: G10 y FR4 suelen ser usables hasta 1 GHz. Sustratos de
marca Duroid basados en fibra y cerámicos suelen ser usados en microonda
La disposición de conductores se torna crítica. La regla básica es mantener las conexiones lo
más cortas posibles.
Impedancia de las conexiones: 50 W es la impedancia usual. A UHF y microonda las cone-
xiones se comportan como líneas de transmisión, por lo que deben diseñarse como tales. Se
aconseja un ancho de 0.1” a 0.125” cuando se usan tarjetas de fibra de vidrio, para lograr un
Z de 50 W.
Conectores y cables. BNC y SMA son los más usados. El cable es crítico ya que las pérdidas
aumentan con la frecuencia.
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
2.2.2. Transmisores de radar
La función del transmisor de radar es la de generar la señal electromagnética con la cual el
objetivo es iluminado (Edde [18]). Existen dos tipos de transmisores: coherentes y no coherentes.
Un transmisor coherente produce una señal generada a partir de un oscilador local cuya fase es
conocida antes de la transmisión. Un transmisor no coherente o un sistema con coherencia en
recepción produce una señal cuya fase es recién conocida después de iniciar la transmisión.
Edde [18] señala diversos tipos de transmisores. Los transmisores basados en osciladores mag-
netrón suelen generar señales incoherentes, mientras que los basados en kilostrón, tubos de onda
viajera, amplificadores de campo o amplificadores de estado sólido suelen ser transmisores cohe-
rentes. Edde clasifica los transmisores en tres grandes grupos
1. Tipo O que utilizan tubos de microonda de haz lineal como los kilostrones de multiples cavida-
des, tubos de onda viajera y tubos twystrons. Suelen ser de elevada ganancia y potencia, muy
bajo ruido y reducido ancho de banda. Suelen ser usados en radares MTI mejorados (Moving
target indication).
2. Tipo M que utilizan tubos amplificadores de campo cruzado como magnetrones. Suelen ser de
baja ganancia y potencia de transmisión moderada,
3. Sistemas de estado sólido basado en transistores, que permiten ganancia moderada, amplio
ancho de banda, bajo ruido y reducido tamaño.
Skolnik [5] precisa que los transmisores suelen ser la parte mas costosa del sistema de radar
y suelen requerir la mayor parte de potencia y de esfuerzo de mantenimiento. Además, Skolnik
señala que utilizar pulsos de elevada potencia en vez de ondas continuas agrega mayor complejidad
al sistema. Básicamente se utilizan pulsos cortos ya que, en recepción, sería muy dificil distinguir
entre la señal transmitida y la reflejada por el objetivo.
Los transmisores de estado sólido, comparado con los antiguos sistemas basados en tubos,
tienen diversas ventajas como:
1. No se requieren cátodos calentados por filamentos ni tiempos de calentamiento.
2. Los voltajes de trabajo suelen ser bajos, lo que implica ahorro de espacio y el utilizar sistemas
de enfriamiento menos complejos.
3. Los dispositivos de estado sólido suelen tener mayor tiempo de funcionamiento entre fallas en
comparación con los sistemas de tubos.
4. Suelen trabajar sin necesidad de moduladores de pulso, es decir, trabajan en Clase - C, por lo
que sólo consumen potencia cuando son exitados con la señal de RF.
5. Otras ventajas como degradación suave de performance, elevado ancho de banda y flexibilidad
15
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Oscilador
estable Modulador
Amplificador T/R A la antena
Figura 2.2: Diagrama de bloques del transmisor básico. El oscilador estable genera una señal de
RF que luego es modulada en pulsos. El amplificador provee la potencia necesaria para obtener el
alcance deseado.
Las etapas básicas de un transmisor son el generador de señal RF u oscilador estable, el mo-
dulador, el amplificador de potencia, el conmutador y la antena.
Sin embargo para facilitar la generación y la modulación, como en el caso de radares UHF
y de microonda se usan bloques adicionales para elevar la frecuencia del oscilador. Para ello se
utilizan mezcladores en modo up converter o elevador de frecuencia (ver sección mezcladores 2.2.5).
Además, en el caso de radar Doppler y radares pulsados en general, se necesita modular la señal
RF en pulsos cortos (Figura 2.3).
Generador 
de señal RF
Amplificador 
de potencia
Antena
transmisora
Sincronismo y 
Control
Pulso de
Transmisión
RF pulsada
fT
RF continua
fR
Oscilador local
fs = fT - fR
Filtro 
pasa-banda
Mezclador
Up converter
Figura 2.3: Diagrama de bloques del transmisor de radar con up converter. La modulación de
pulsos se realiza en el amplificador.
2.2.3. Recepción
Según Edde [18], cuatro son las funciones básicas de la etapa de recepción del sistema de radar:
1. Amplificación: incrementar la amplitud de los ecos e interferencias recibidos por la antena a
niveles usables por el procesador de señales,
2. Selección de canal y filtrado de señales fuera de canal: rechazar interferencias fuera del canal,
3. Filtro adaptado: adecuar la señal para obtener la máxima relación de señal a ruido,
4. Demodulación: remover la portadora y reducir la señal a su banda de información o banda base.
16
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
En la Figura 2.4 se muestra un receptor básico donde se detallas las cuatro funciones antes
señaladas.
Amplificador Filtropasa-banda
Filtro
adaptado Demodulador
Antena Salida
Figura 2.4: Diagrama de bloques del receptor funcional básico. El amplificador de antena suele ser
bajo ruido. A la salida se obtiene la señal en banda base.
Edde [18] indica que los primeros receptores la etapa de demodulación la realizaba un diodo. La
señal de entrada era amplificada, filtrada e inmediatamente se eliminaba la portadora con el diodo
rectificador y un filtro pasa bajo. Sin embargo, la sensibilidad era pobre y los filtros requerían un
diseño complejo por lo que la selectibilidad no se podía establecer con certeza. Además, como el
diodo sólo detectaba cambios de amplitud no existia forma de discriminar el efecto Doppler.
2.2.4. Receptores homodino y superheterodino
Para superar las desventajas de utilizar detectores rectificadores, se desarrolló el receptor homo-
dino, en el cual la señal de entrada es filtrada, amplificada y entonces inmediatamente convertida
por un mezclador a la frecuencia de banda base (Figura 2.5). Nuevamente la simplicidad del diseño
hacía realizable el receptor. Sin embargo, la baja sensibilidad y la necesidad en filtrar la señal sólo
en radio frecuencia hacían los filtros poco selectivos o de muy dificil realización.
La Figura 2.5 el diagrama de bloques del radar con receptor homodino. La señal de radio
frecuencia (RF) se genera con un oscilador estable y se modula para ser transmitida en pulsos
cortos. Una parte de la señal RF se canaliza al receptor. Idealmente el mezclador multiplica la
señal original de RF con la recibida por la antena y el filtro sólo deja pasar la señal resultante en
banda base.
En el caso del receptor homodino, debido a que la frecuencia del oscilador local es igual a la
de la señal transmitida, a la salida del filtro se obtiene sólo banda base, es decir, la forma original
del pulso. Sin embargo, como se señaló en la sección anterior, este tipo de receptores presentan
problemas de sensibilidad y selectibilidad. Además Chien [19] señala que un problema importante
es la re-radiación de la señal del oscilador local que ingresaría nuevamente por la antena.
Para obtener mejor selectibidad se opta por utilizar una sección del receptor que trabaje a una
frecuencia intermedia fija, de modo tal que no sea necesario modificar los parámetros del filtro
y, por lo tanto, sea factible un ancho de banda fijo independiente de la frecuencia de la señal de
entrada. Este tipo de receptor es el llamado superheterodino (Figura 2.6).
Edde ( [18] sección 10.2) recalca las ventajas de utilizar un receptor superheterodino como son
mejor diseño de filtro y amplificación ya que ésta se realiza en la etapa de frecuencia intermedia.
Otra ventaja del receptor superheterodino es que la sintonía es lograda sólo cambiando la frecuencia
del oscilador local, asumiendo que el filtro de RF de la entrada tiene suficiente ancho de banda
17
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Generador 
de señal RF
Amplificador 
de potencia
Amplificador 
de bajo ruido
Antena
transmisora
Adquisición y 
procesamiento 
de datos
Sincronismo y 
Control
Señal en
banda base
Fitro 
pasa bajos
Mezcla
Pulso de
Transmisión
-10 dB RF
pulsada
Pulso de
Aquisición
Antena
receptora
RF
continua
Figura 2.5: Diagrama de bloques del radar con receptor homodino. La detección se realiza en banda
base.
para pasar la nueva frecuencia de recepción. Chien [19] precisa también otras ventajas del receptor
superheterodino como son mayor rango dinámico y eliminación de la realimentación del oscilador
local.
2.2.5. Mezcladores y conversión de frecuencia
Como se señaló en el acápite anterior, un dispositivo fundamental para la conversión de fre-
cuencias es el mezclador. Edde ( [18] sección 10.4) señala que los mezcladores son dispositivos
electrónicos de tres puertos que, idealmente, entregan el producto de las dos señales de entrada.
En el caso de que la frecuencia resultante de la mezcla sea mucho menor a la frecuencia original
se habla de conversores de frecuencia hacia abajo o reductores de frecuencia (down converter).
Si la frecuencia resultante es muy superior a la original se habla de elevadores de frecuencia (up
converter).
Generalmente un mezclador tiene tres puertos (Figura 2.7), el puerto R es donde la señal de
radio frecuencia (RF) es injectada, el puerto L es donde el oscilador local (LO) es aplicado, y el
puerto I es donde la señal resultante emerge (IF). La siguiente ecuación es el resultado del producto
de dos señales sinusoidales:
vi(t) = VR cos(2pi(fR + fL)t+ φ(t)) + VR cos(2pi(fR − fL)t+ φ(t)) (2.22)
donde VR es el voltaje pico del voltaje de entrada de RF, fR es la frecuencia de la señal RF, fL
es la frecuencia de la señal del oscilador local o frecuencia intermedia y φ(t) es la fase instantánea
respecto al oscilador local.
Como se observa se obtienen dos componentes con frecuencias nuevas, la suma de las frecuencias
de entrada y la diferencia de éstas. A la salida del filtro pasa-bajo la componente suma es eliminada
por lo que obtiene idealmente VR cos(2pi(fR − fL)t+ φ(t)).
18
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Generador 
de señal RF
Amplificador 
de potencia
Amplificador 
de bajo ruido
Antena
transmisora
Adquisición y 
procesamiento 
de datos
Sincronismo y 
Control
Señal en
frecuencia
intermedia
 fI
Fitro 
pasa-banda
Mezcla
Pulso de
Transmisión
RF
pulsada
Pulso de
Aquisición
Antena
receptora
RF continua
fR
Oscilador local
fs = fR - fL
Figura 2.6: Radar con receptor superheterodino. Nótese que el oscilador trabaja a una frecuencia
tal que la diferencia entre ésta y la señal recibida es la frecuencia intermedia fI
Mezclador
Radio frecuencia
R
Oscilador local
L
I
Filtro pasa bajo fIfR
fL
Figura 2.7: Mezclador ideal con filtro pasa bajo para obtener un down converter. La señal resultante
fI es igual a fR − fL
Para obtener el producto de las señales, los mezcladores reales utilizan la respuesta no-lineal
de dispositivos semiconductores como diodos o transistores. Las especificaciones críticas de un
mezclador son (Edde ( [18]):
Figura de ruido es una medida del ruido generado por el mezclador
Pérdida por conversión es la relación entre la potencia de la señal RF de entrada R y la potencia
de la señal a la salida I LMC = PRF /PIF
Aislamiento es la atenuación en los otros puertos a señal injectada en un puerto. Existen cuatro
parámetros de aislamiento importantes:
LR−L = PRI/PLO pérdida del puerto R al puerto L, importante para evitar pérdidas
de señal en receptores multicanales que un oscilador local común,
LL−R = PLI/PRO pérdida del puerto L al puerto R, previene que el oscilador local radie
a través del puerto R hacia la antena (re-radiación),
19
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
LR−I = PRI/PIO pérdida del puerto R al puerto I, no importante si la RF y la IF están
bien separadas,
LL−I = PLI/PIO pérdida del puerto L al puerto I, es la menos importante ya que el
oscilador local suele estar bien separado de la IF.
Armónicos y espurios son causados por no-linealidades en el mezclador
VSWR o pérdidas de retorno causados por las reflexiones o desacople de impedancias en cada
puerto
Las configuraciones más comunes de mezcladores pasivos, es decir, que no requieren de po-
tencia adicional ni tienen elementos activos como transistores, se basan en diodos. Un mezclador
balanceado tiene dos diodos mientras que uno doblemente balanceado tiene cuatro diodos. Ambos
tienen buen asilamiento entre LO y RF (Figura 2.8) .
RF
In
LO 
In
IF Out
Figura 2.8: Mezclador doble balanceado. Los diodos, al estar dispuestos en forma simétrica, logran
eliminar gran parte de la señal original y los armónicos impares.
El hecho de utilizar pares de diodos suprime los armónicos pares al existir simetría en la funcion
de transferencia (Edde [18]). Los mezcladores doblemente balanceados utilizan cuatro diodos, lo
que, además de las ventajas del balanceo, introduce mejor aislamiento entre R y L y menor respuesta
espuria.
2.2.6. Receptor digital coherente
Un radar Doppler tiene etapas de detección síncrona, es decir, que están en sincronía con el
oscilador de transmisión (Doviak & Zrnic [4], pag 50.), lo que define un receptor coherente. Debido
a que las señales Doppler contienen no sólo información de amplitud sinó también de fase, es crucial
conocer estas componentes para una correcta demodulación.
Una forma de obtenerlas es indirectamente, conociendo la amplitud de la señal en fase (I) y la
amplitud de la señal en cuadratura (Q). Estas señales se obtienen al mezclar la señal recibida con
las señales obtenidas de un oscilador sincronizado que genere una en fase y la otra desfasada 90º.
De esa forma, la señal resultante es:
v(t) = I(t) + jQ(t). (2.23)
20
DR
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T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Una forma de obtener estas componentes es utilizando receptores enteramente digitales. Aun-
que el receptor analógico tuvo muchos años de vigencia, las técnicas actuales permiten realizar
receptores enteramente digitales en un sólo chip (Seely [20], Chien [19]).
Oscilador 
sincronizado
Filtro Digital
Q
I
90º
0º
Adquisición 
de datos
ADC
Filtro Digital
LNA
Antena Mezclador
Mezclador
Amplificador 
de bajo ruido
Conversor 
Análogo / Digital
Figura 2.9: Diagrama de bloques de un receptor digital coherente. La información de fase se obtiene
a partir de las componentes en fase y en cuadratura.
La Figura 2.9 muestra el Diagrama de bloques de un receptor digital coherente. Nótese que la
detección se puede realizar en banda base o en una frecuencia intermedia. La señal de la antena y
la señal del oscilador local tendrían la misma frecuencia en el caso del receptor homodino.
Chien [19], pag. 268, explica las partes de un receptor digital (Figura 2.9). Consiste en una fuente
analógica, en este caso la señal recibida por la antena, que previamente es filtrada y amplificada
por un amplificador de bajo ruido (LNA). A continuación la señal es digitalizada por un conversor
análogo-digital (ADC) y luego es multiplicada digitalmente por una señal de referencia para obtener
la frecuencia intermedia o la señal en banda base.
Además de la señal de entrada RF se obtienen dos señales. Una es producto de la multiplicación
por la referencia, y la otra es producto de la multiplicación por la referencia desfasada 90º. El
objetivo es obtener información no sólo de magnitud sinó también de fase respecto a la referencia.
Cabe señalar que el receptor digital concentra su selectividad en el filtro digital. Este filtro,
para el caso del radar Doppler, suele ser un filtro adaptado (matched filter) con el fin de obtener
la mejor relación de señal a ruido, tal como se explicó en la sección sobre ruido y filtro adaptado.
2.2.7. Filtros
Otro de los elementos escenciales a utilizar tanto en transmisión como en recepción son los
filtros de onda o simplemente filtros. Son dispositivos que permiten discriminar entre las bandas
de frecuencia, dejando pasar una banda y rechazando las otras (Orr, 1981. [21]). Un filtro ge-
nérico puede ser representado como un dispositivo de cuatro puertos y puede estar conformado
por inductores, condesadores, resistencias y posiblemente elementos activos como transistores o
amplificadores operacionales (Williams, 1995 [22]).
Un filtro genérico es mostrado en la Figura 2.10. Matemáticamente la respuesta en frecuencia
puede ser expresada mediante dos polinomios en el dominio de Laplace s donde s = jω (j =
√−1
21
DR
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Filter
ZS
ZLEs EL
Figura 2.10: Filtro genérico. Zs es la impedancia del generador y ZL la impedancia de la salida.
y ω es la frecuencia en radianes por segundo, 2pif)
T (s) = EL
ES
= N(s)
D(s) . (2.24)
Williams [22] explica que las raices del denominador D(s) son llamados los polos y las raices del
numerador N(s) son referidos como los ceros. Éstos pueden ser graficados en un plano complejo.
Existen restricciones matemáticas en la ubicación de los polos y ceros que definen si un filtro es
realizable o no. Éstos deben aparecer en pares conjugados, excepto para polos y ceros reales, los
cuales deben aparecer singulares. Además los polos deben estar en el plano negativo.
1Ω 2H
1Ω
1F1F
Figura 2.11: Filtro pasa bajos normalizado
Por ejemplo, el filtro pasa bajo de la figura anterior, normalizado a frecuencia de corte ωc = 1
rad/s (radián por segundo), y cuya función de transferencia T (s) = 1
s3+2s2+2s+1 tiene la siguiente
representación en el plano complejo
−2 −1 1 2
−2
−1
1
2
α
+jβ
Figura 2.12: Representación en el plano complejo de un filtro pasa-bajo
22
DR
AF
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Williams [22] plantea los pasos para el diseño de filtros, en base a que existen muchos parámetros
que los caracterizan. La respuesta en frecuencia suele ser el primer paso en definirse. Luego de
establecido este requisito, el ingeniero debe seleccionar el diseño del filtro que más se acerque a ese
requisito.
Lo usual es transformar el requisito de respuesta a una normalizada cuya frecuencia de corte sea
1 rad/s. Esa respuesta es comparada con la encontrada en curvas estándar. Luego que se encuentre
la forma de respuesta adecuada se de-normaliza aplicando un factor de escala de frecuencia FSF =
Fr/Fg donde Fr es la frecuencia deseada y Fg la frecuencia normalizada, que en unidades de radianes
por segundo sería igual a 1.
Existen cuatro tipos de respuesta en frecuencia genéricos (Ludwig, 2000 [23]), los filtros pasa-
bajo, los filtors pasa-alto, los pasa-banda y los rechaza-banda. La normalización, señala Ludwig [23]
y Williams [22], simplifica enormemente el trabajo de desarrollar filtros. Cuando se están diseñando
filtros deben considerarse los siguientes parámetros (Ludwig [23] pag. 204):
Pérdidas por inserción (insertion loss). Idealmente, un filtro no inserta pérdidas de poten-
cia en la banda de paso. Sin embargo, los elementos no son perfectos e introducen pérdidas.
Suelen medirse en decibelios (dB),
Risado (ripple), qué tan plana es la respuesta del filtro en frecuencia en la banda de trabajo, o
la diferencia entre el mínimo y el máximo pico de respuesta, también en dB,
Ancho de banda (bandwidth) para un filtro pasa-banda es la diferencia entre la mayor y la
menor frecuencia dada a 3dB de atenuación: BW3dB = fu − fl
Factor de forma, es decir, qué tan abrupta es la respuesta del filtro. Suele tomarse en relación
de frecuencias a 3dB y 60dB: SF = BW3dB/BW60dBB
Rechazo se espera que un filtro tenga una respuesta a menos de 60 dB de atenuación fuera de la
banda de trabajo.
Williams ( [22], pag. 2.21) especifica además dos características que son importantes para el
diseño de filtros que nacen de la respuesta impulsiva, en especial de filtros pasa bajos: group delay
o retardo de grupo, que es la respuesta de la fase en frecuencia y tiempo de respuesta (time delay),
es decir, la respuesta del filtro en el tiempo. Estos parámetros suelen ser críticos para el diseño de
filtros que trabajan con pulsos, como es el caso del radar.
Ludwig [23] pag. 208, desarrolla las relaciones matemáticas entre la respuesta de la fase en el
tiempo y en la frecuencia.
φ(ω) = tan−1
(
Im {H(ω)}
Re {H(ω)}
)
, (2.25)
tg =
φ(ω)
dω
. (2.26)
23
DR
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Debido a que se desea conocer la fase de la señal, independientemente de su frecuencia, es
deseable que la respuesta del filtro tenga una respuesta en fase lineal con la frecuencia, es decir,
φ ∝ ωA, con A una constante. Entonces el retardo de grupo se vuelve una constante tg ∝ A
Cabe señalar que, para diseñar filtros en UHF, es necesario diseñar con especial cuidado no
sólo los componentes discretos sinó también los conductores, la separación entre ellos e inclusive el
soporte dieléctrico, ya que todo ello influye en la respuesta en frecuencia (Ludwig [23] pag. 2). Por
esa razón los conectores, cableados e inclusive los componentes discretos deben ser considerados
como líneas de transmisión o con modelos que representen su respuesta en todas las frecuencias.
Por la razón anterior se opta por diseñar filtros pasa-banda usando líneas de transmisión en
vez de elementos discretos como resonadores. Vizmuller [24], pag. 237, precisa además una ventaja
adicional: el usar lineas de transmisión en vez de circuitos LC discretos logra obtener un factor
de calidad Q mucho mayor que los posibles mediante componentes discretos. Eso permite filtros
mucho más selectivos y de bajas pérdidas, y además pueden ser ajustados en frecuencia en un
rango mayor.
Vizmuller [24], pag. 114, describe una técnica para obtener filtros de alta calidad, bajas pérdidas
de inserción y respuesta de selectividad elevada haciendo que los resonadores se acoplen los unos
a los otros. Sin embargo, la complejidad del circuito plantea utilizar computadores para realizar
el diseño. Ello combinado con la complejidad propia del diseño de líneas de transmisión obliga a
optar por diseñar los filtros mediante software.
Zverev [25] señala que existen diversos tipos de filtros y que pueden ser clasificados en términos
de su frecuencia de trabajo en tres grandes grupos: filtros de audio-frecuencia, filtros de radio-
frecuencia y filtros de microonda. Además Zverev clasifica los filtros según sus componentes. La
Figura 2.13 muestra la clasificación de filtros pasivos.
Filtros de
onda pasivos
Componentes
discretos
LC
Con
resonadores
Piezo
eléctricos
Electro
mecánicos
Magnéticos
RC
Componentes
distribuidos
Combline Línea de
transmisión
De cavidad
Helicoidal Coaxial
Guía de
onda
Interdigital
Figura 2.13: Tipos de filtros pasivos según sus componentes. Se decide utilizar filtros combline por
su facilidad de realización en UHF
24
DR
AF
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CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
Zverev [25], pag. 20, señala además que para el rango de frecuencias de microonda o UHF
se utilizan filtros de elementos distribuidos, señalando que para frecuencias UHF y las primeras
bandas de microonda se suelen usar filtros helicoidales o coaxiales. Yendo más adelante, Zverev [25],
pag. 27 precisa que para filtros en VHF o UHF, de alta calidad (elevado Q), se deben utilizar filtros
distribuidos de tipo cavidad.
En frecuencias UHF (λ/4 entre 75 m y 15 cm), utilizar lineas de transmisión puras o filtros
helicoidales requerirían cajas o estructuras metálicas de gran tamaño. Sin embargo, los filtros
combline son compactos y mecánicamente estables ya que el elemento resonante es menor a λ/8,
es decir, alrededor de 8 cm.
Zverev [25], pag. 28, describe los filtros combline, los cuales consisten en un capacitor en pa-
ralelo a una barra o cilindro de cobre o de un buen conductor. Wade [1] señala ejemplos prác-
ticos de filtros VHF y UHF combline y describe un procedimiento de diseño basado en el soft-
ware gratuito Ansoft Designer SV (Student Version). El software puede ser descargado desde
http://www.rfglobalnet.com/doc/ansoft-designer-sv-0001 .
En la Figura 2.14 se muestra un ejemplo de filtro combline de tres elementos resonantes. Nótese
la ubicación de los capacitores ajustables y cómo se distribuyen las barras. Wade [1] precisa los
factores críticos del desarrollo de estos filtros: capacitores de elevada calidad y bajas pérdidas,
cajas metálicas de muy buena conductividad y barras aterrizadas firmemente.
Figura 2.14: MHz combline para UHF. Nótese la ubicación de los capacitores variables. Tomado
de Wade [1]
El procedimiento de diseño e implementación descrito por Wade [1] consiste básicamente en
los siguientes pasos.
1. Definir los parámetros del filtro como son frecuencia central, ancho de banda, impedancia de
entrada y salida, y forma de la respuesta en frecuencia,
2. Escoger una caja metálica y determinar sus dimensiones,
3. Introducir los parámetros del filtro en el software Ansoft Designer,
25
DR
AF
T
CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y PRESENTACIÓN DEL ASUNTO DE ESTUDIO
4. Repetir el paso anterior hasta que las barras y capacitores encajen precisamente en la caja.
Nótese la necesidad de realizar varias iteraciones hasta que los elementos encajen en la caja
seleccionada. Wade [1] concluye que estos filtros combline con barras metálicas entregan muy buena
performance y pueden ser construidos utilizando trabajo metálico de baja complejidad.
Finalmente, la sintonización de estos filtros se logra mediante generadores de señales o anali-
zadores de puertos. Para lograr la sintonía se debe primero ajustar los capacitores a la frecuencia
de trabajo y luego se deben ir ajustando para obtener la forma de la respuesta en frecuencia.
A modo de resumen, el presente capítulo desarrolló el marco teórico enfocado en el diseño de
las etapas de conversión de frecuencia tanto para transmisión como para recepción. Fue necesario
describir por qué es necesaria la conversión de frecuencia, cómo se logra ésta, la necesidad de
intercalar filtros para rechazar imágenes y entregar señales sinusoidales, y los criterios que debe
seguir el diseño en frecuencias UHF.
26
DR
AF
T
Capítulo 3
Diseño en hardware
3.1. Diagrama de bloques
Jimenez [26] presenta una metodología de diseño electrónico enfocado a pruebas de laboratorio
y que en términos generales puede se aplicado como una metodología de diseño.
Según Jimenez, el primer paso para diseñar un sistema electrónico es la recoleción de los
requisitos funcionales o especificaciones. Luego sigue levantar diagramas esquemáticos, proceder
con simulaciones por bloque, realizar el montaje, realizar pruebas y, en base a iteraciones, proceder
a realizar ajustes y mejoras.
Las especificaciones más importantes que se recolectaron en las primeras reuniones se muestran
en la tabla 3.1. Nótese el uso de conectores tipo SubMiniature version A o conector RF coaxial
sub miniatura (SMA), Conector tipo N (N-Type) y Conector Bayonet Neill–Concelman (BNC).
Cuadro 3.1: Especificaciones del radar perfilador de vientos.
Especificación Valor
Sincronización GPS de 1pps
Reloj Maestro 10 MHz y 60 MHz
Arreglo de antenas 01 para transmisión. 03 para recepción
Impedancia de conexiones y cables 50 Ω para conexiones SMA, N-Type y BNC
Frecuencia de operación 445 MHz
Potencia de transmisión 5 kW
Nivel de señal antes del transmisor 10 dBm
Ancho mínimo de pulso 0.25 µs
Modulación de código de pulso BPSK
Frecuencia intermedia 25 Mhz
Frecuencia del oscilador local 420 Mhz
Canales de recepción 03
A partir de las especificaciones y, conociendo los equipos del ROJ disponibles, se procedió
27
DR
AF
T
CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
a elaborar un diagrama de bloques que, de manera acumulativa, recolecte las especificaciones y
comentarios asi como parámetros de funcionamiento. En la Figura 3.1 se muestra el diagrama en
su versión final.
En el diagrama de bloques se distingue por colores las partes fundamentales del radar descritos
en la tabla 3.2.
Cuadro 3.2: Bloques funcionales del radar, descrito por colores
Color Función Señales y Frecuencias
Azul Reloj maestro y referencia 1pps, 10 MHz, 60 MHz, 420 MHz
Negro Control y Código CODE, SYNC, WIN, TxA y TxB
Rojo oscuro DDS y up converter 25 MHz BPSK, 420 MHz y 445 MHz
Rojo Down converter 445 MHz, 25 MHz
Verde Receptor digital y adquisición. 25 MHz, banda base
Nótese que el diagrama de bloques contiene parámetros de diseño como las frecuencias de tra-
bajo, nivel de señal, configuración de dispositivos como tipo de filtros y algunos bloques funcionales
que contienen dispositivos ya implementados en el ROJ. También se especifican los códigos de algu-
nos componentes de la marca Mini-Circuits®, el lider global en componentes de RF y ampliamente
usado en la industria de radares y microonda.
En las siguientes secciones se describe el proceso seguido al seleccionar los dispositivos de las
etapas de up converter, down converter, amplificación y filtrado.
28
DRAFT
C
A
PÍT
U
LO
3.
D
ISEÑ
O
EN
H
A
R
D
W
A
R
E
GPS Clock
Trimble DDS
JARS
Antenna 
Array 
450 MHz.
CODE
445 MHz
10dBm
25MHz 
BPSK RF
0dBm
PC
ADC
OSC
-90º
QI
CIC
CIC
FIR
445 MHz
-40dBm
25MHz
-5 dBm
Fm=60Mhz.
Fr = 25Mhz.
Q
I
FPbajo
50MHz
FPB 420MHz
15 MHz band
3 tabs  -1dB
Tx 
Switch
Clock Ref.
AD9548
1pps
10MHz
420MHz
10dBm
Amp 
20dB
Banda base
TX
Clock 60MHz
Pulso 1pps
Clock
60MHz
420MHz
-4dBm
FPB 445 MHz
25 MHz bandwith
5 taps   -3 dB
Splitter
x 4
Splitter
x 2
FPB 
445MHz
Bw=25MHz
Antenna 
Array 
450 MHz.
-60 dBm
Mixer
ZX05-12MH+
Mixer
ZX05-1HW+
420MHz sin.
-4dBm
20 dB 
NF: 0.4 dB
1pps   60MHz
420 MHz
10dBm
420MHz
0dBm
Aten.
-10dB
420MHz
-1dBm
Amp.
20dB
420 MHz
16dBm
420MHz sin.
16dBm
Amp 
20dB
Aten
-10dB
Max: 13dBm (1.475 V) 
Min: -64dBm (180 uV)
Rango Dinámico: 77 dB
Amp 
20dB
25MHz
-45 dBm
25MHz
-25 dBm
ZX60-P33ULN+ZX60-43+
CR
LNA
TX
Amplificador RF 
445 MHz 5kW
ZX60-43+
Amp.
20dB
445 MHz-
- 10dBm
Figura 3.1: Diagrama en bloques del radar UHF. Azul: Reloj maestro y referencia; Negro: Control y Código; Rojo oscuro: DDS y up
converter ; Rojo Down converter ; Verde: Receptor digital y adquisición.
29
DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
Los sistemas del ROJ ya desarrollados y que se reutilizan en el radar perfilador de vientos UHF
se resumen en la tabla 3.3.
Cuadro 3.3: Sistemas y equipos desarrollador o adquiridos por el ROJ
Equipo Función Origen
GPS Global Positioning System) Pulso 1pps y reloj de 10 MHz Trimble Thunderbold
Frecuencias de Referencia Reloj de 60MHz, referencia de 420 MHz ROJ 2012 [12]
Controlador de Radar (CR) Sincronización, ventana de muestreo, código ROJ
Direct Digital Syntetizer(DDS) Generador de RF ROJ 2010 [11]
Sistema de Adquisición Jicamarca Adquisition Radar System ROJ 2010 [27]
El detalle de las funciones de cada sistema se describe a continuación:
GPS. Todo el sistema es sincronizado a precisión con un pulso de 1 Hz y un reloj de 10 MHz
obtenidos a partir de un receptor GPS (Global Positioning System) marca Trimble modelo
Thunderbold.
Generador de Frecuencias de Referencia, basado en el chip AD9548 de Analog Devices, que
permite obtener señales de reloj desde 1 kHz hasta 450 MHz (ROJ, 2012 [12]).
Controladora de Radar, dispositivo encargado de generar los pulsos de sincronización, de ven-
tana de muestreo, los códigos binarios a modular en la portadora, el pulso de transmisión
y el tren de pulsos RF a transmitir. Está basado en chips FPGA (Field Programable Gate
Array )
Generador de RF, se utiliza el sintetizador digital directo (Direct Digital Syntetizer(DDS))(ROJ,
2010 [11]), basado en el chip AD9854 de Analog Devices. Se encarga de generar la señal de
radio frecuencia modulada en fase binaria (BPSK) y pulsada entre 10 y 100 MHz.
JARS La etapa de adquisición de datos JARS, basado en el chip AD6620, trabaja hasta 100MHz
con ancho de banda de hasta 6 MHz (ROJ 2010. [27]).
3.2. Generación de frecuencias de referencia
Para obtener las señales de referencia, es decir, el reloj maestro de 60 MHz y la señal sinusoidal
de 420 MHz se utilizó la tarjeta de evaluación basada en el chip AD9548 de Analog Devices (ver
Figura 3.17).
30
DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
GPS Clock
Trimble
FPB
420MHz
-2dB
Clock 
Reference.
AD9548
1pps
10MHz
420MHz
10dBm
Clock
60MHz
420MHz sin.
-5dBm
Splitter
x 2
420MHz sin.
-5dBm
420MHz
0dBm
Atenuador
-10dB
420MHz
-2dBm
Antena 
del GPS
Hacia CR, 
DDS, JARS
Hacia Up 
Converter Hacia Down 
Converter
Figura 3.2: Diagrama de bloques de la etapa de generación de frecuencias de referencia. Se utiliza
un GPS para precisión.
Un receptor GPS marca Trimble, modelo Thunderbold, entrega un pulso por segundo (1 Hz)
y una señal de 10 MHz a partir de un receptor GPS (Global Positioning System) marca Trimble
modelo Thunderbold. En los anexos se incluye la hoja de datos del dispositivo.
Esas señales son las entradas del dispositivo basado en el chip AD9548 de Analog Devices, que
permite obtener señales de reloj desde 1 kHz hasta 450 MHz (ROJ, 2012 [12]). Se escogió utilizar
la tarjeta de evaluación que provee Analog Devices.
Figura 3.3: Generador de referencia de frecuencias. Se conecta a una microcomputadora Raspberry
PI para poder configurarla.
Se desarrolló además en el ROJ un software programado en lenguaje Python, basado en web,
que permite configurar la tarjeta de evaluación y donde se definen qué frecuencias debe generar.
Nótese que las frecuencias que entrega el sistema deben tener como mínimo común multiplo un
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
número menor a 450, la máxima frecuencia interna de reloj, por lo que las posibles frecuencias de
trabajo están limitadas.
Figura 3.4: Tarjeta de evaluación del chip AD9584 conectada a la referencia GPS marca Trimble
Durante la configuración del reloj maestro se encontró una limitación de fábrica. La tarjeta de
evaluación sólo permite frecuencias menores a 250 MHz debido a que el filtro reconstructor está
diseñado a esa frecuencia de corte. Por esa razón se procedió a modificar el filtro y rediseñarlo para
que permita generar frecuencias de hasta 450 MHz.
Figura 3.5: Circuito del filtro reconstructor a 240 MHz, antes de ser modificado. Simulación con el
software LTSpice
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DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
Figura 3.6: Circuito del filtro reconstructor modificado a 450 MHz, simulado en LTSpice. Nótese
el cambio en las bobinas L1, L2, L3, L4, L5 y L6 las bobinas para aumentar la frecuencia de corte.
Para determinar los elementos del filtro se utilizó el software Ansoft Designer SV (Student
Version) y para simular la respuesta del filtro se usó LTSpice. Sin embargo, debido a limitaciones
en los componentes en el inventario del ROJ se decidió sólo cambiar las bobinas y realizar las
simulaciones correspondientes según su disponibilidad.
Figura 3.7: Simulación del filtro reconstructor en LTSpice. Al lado derecho el filtro original y al
izquierdo el filtro modificado. Nótese que la frecuencia de corte ahora es 450 MHz.
Finalmente, fue necesario remover el oscilador local de la tarjeta para permitir la conexión al
GPS, lo que significó remover una resistencia y colocar dos capacitores de 0.1 µF. El trabajo se
realizó en los laboratorios del ROJ.
33
DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
Figura 3.8: Modificaciones en la tarjeta de la referencia de frecuencias. Se retira una resistencia y
se agregan un par de capacitores para permitir la conexión del GPS
Para obtener la señal de referencia de 420 MHz se procedió a programar la tarjeta de evaluación
o clock reference para que genere 10 MHz, 60 MHz y 420 MHz. Nótese que el mínimo común
multiplo de estas frecuencias es justamente 420 MHz.
Sin embargo, el clock reference genera señales de reloj de forma cuadrada. Para permitir ser
mezclada sin generar componentes espurias, la señal de 420 MHz debe ser una onda sinusoidal
pura. Por esa razón se requería un filtro pasabanda sintonizado a 420 MHz.
Se procedió a diseñar el filtro utilizando el software Ansoft Designer SV (Student Version) y
siguiendo el procedimiento descrito por Wade [1]. La construcción del prototipo se realizó en los
laboratorios del ROJ.
Figura 3.9: Ingreso de parámetros del filtro combline a 420 MHz y con 50 MHz de ancho de banda.
Nótese que es una primera interacción para conocer los valores de los capacitores.
El software entregó capacitores de 6 a 8 pF. Con ese valor se determinó si están disponibles en
el inventario del ROJ y se encontró capacitores variables de alta calidad de 0.8 a 10 pF. Debido
al rango del capacitor el filtro es fácilmente ajustable en rango de frecuencias UHF por lo que se
utilizó también en la etapa de 445 MHz.
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DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
Figura 3.10: Resultado de simulación de filtro. Los capacitores están en el rango de 1-10 pF
Figura 3.11: Filtro combline construido para una frecuencia de 420 MHz. Nótese el capacitor
ajustable.
3.3. Generación RF, up converter y filtrado
El sistema DDS de ROJ permite generar una señal RF de hasta 100 MHz. Además tiene entrada
para modulación BPSK y para modulación por pulsos. Como el radar perfilador UHF trabaja a
445 MHz se decidió diseñar un conversor que eleve la frecuencia de 25 a 445 MHz mediante un
mezclador y un filtro.
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
DDS 445 MHz
10dBm
25MHz 
BPSK
0 dBm
Tx 
Switch
Filtro 
pasabanda 
445 MHz
Bw = 25MHz
Mixer
ZX05-1HW+
Amp.
20dB
Amp.
20dB
445 MHz
15dBm
420MHz sinusoidal
-5 dBm del clock reference
Al transmisorAtenuador
10dB
Figura 3.12: Diagrama de bloques de la etapa de conversión de frecuencia a 445 MHz o up converter.
Nótese los niveles de señal.
El ancho de banda del filtro debería de ser ámplio para evitar recortes de la señal BPSK en
frecuencia, cuyo espectro tiene la forma de una función cos(x)/x, pero lo suficientemente angosto
para evitar la interferencia entre las imágenes de la mezcla. Las señales que se obtienen luego de la
mezcla de 25 MHz × 420 MHz tienen componentes en 445 MHz y en 395 MHz. Se optó por utilizar
un filtro de corte abrupto de 5 elementos con ancho de banda 20 MHz. El filtro se realizó sobre un
perfil de aluminio y con varillas de cobre para disminuir las pérdidas y mejorar la durabilidad del
filtro.
Figura 3.13: Filtro combline de cinco elementos con varillas de cobre que opera a 445 MHz. Se
utilizó un perfil de aluminio como soporte.
Finalmente, el mezclador está basado en un componente de marca Mini-Circuits®, modelo
ZX05-12MH+. Se puede ver la hoja de datos del dispositivo en los anexos. Se escogió este mezclador
debido a su frecuencia de trabajo de hasta 1.2 GHz, buen aislamiento entre puertos (de hasta 45
dB a 450 MHz.) y su robustez y fiabilidad. Este mezclador se basa en un puente de cuatro diodos
a modo de mezclador doblemente balanceado.
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
3.4. Modulación y transmisión
El sistema DDS modula la portadora RF con el código proveniente de el controlador de radar.
La modulación es de fase con valores 0º 180º. Debido a ello, a la salida de la modulación se tendrá
un espectro ancho debido a los pulsos cuadrados.
Figura 3.14: RF de 25 MHz modulado en BPSK por una onda cuadrada de 2.5 MHz. Nótese los
cambios de fase precisos de 0 a 180º. El canal 2 es la señal luego de un filtro pasa bajos.
Asumiendo que la señal modulante es una onda cuadrada al 50% se obtendrá una señal RF
con componentes que tienen una forma cos(x)/x. Si por ejemplo se modula una portadora de RF
de 25 MHz con una señal cuadrada de 5 MHz (τ = 0,2µs) los primeros lóbulos de las componentes
aparecerán en 20 MHz y en 30 MHz tal como se ve en la Figura 3.15.
Figura 3.15: Espectro en frecuencia de la señal de 25 MHz modulada en BPSK por una onda
cuadrada de 5 MHz. Nótese la formación de lóbulos separados 5 MHz el uno del otro.
37
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
3.5. Recepción y amplificación de bajo ruido
La recepción requiere amplificar señales que llegan de la antena del orden de -50dBm. Debido a
que en la etapa de recepción quien contribuye más con la figura de ruido es el primer amplificador,
éste debe ser de bajo ruido (LNA). Se requiere una figura de ruido menor a 0.5 dB por lo que,
buscando entre los amplificadores disponibles en la marcaMini-Circuits®se optó por el amplificador
de bajo ruido ZX60-P33ULN+. (Ver anexo)
Con el fin de acotar el ancho de banda dentro de la frecuencia de trabajo (445 MHz) y con ello
mejorar la respuesta al ruido y atenuar señales espúrias, se intercalan filtros de 445 MHz previos a
los amplificadores LNA y cercanos a las antenas. Estos filtros combline tienen un ancho de banda
de 25 MHz y son de tres elementos.
3.6. Conversión de frecuencia (down converter)
En recepción, luego de amplificar la señal se mezcla nuevamente con la referencia de 420
MHz para obtener 25 MHz. El mezclador, de marca Mini-Circuits®modelo ZX05-12MH+, fue
seleccionado debido a su frecuencia de trabajo de hasta 1.2 GHz, buen aislamiento entre puertos
(de hasta 45 dB a 450 MHz.) y su robustez y fiabilidad, y es el mismo de la etapa de transmisión.
445 MHz
-40dBm
25MHz
-5 dBm
FPbajo
50MHz
Amp 
20dB
420MHz sin.
-6dBm
Splitter
x 4
FPB 
445MHz
Bw=25MHz
Mixer
ZX05-12MH+
20dB
NF:0.4dB
420 MHz
10dBm
420MHz sin.
16dBm
Amp 
20dB
Amp 
20dB
25MHz
-45 dBm25MHz-25 dBm ZX60-P33ULN+
ZX60-43+Al receptor digital JARS
Desde la 
antenaLNA
Figura 3.16: Diagrama de bloques de la etapa de amplificación y down converter que permite
amplificar y filtrar la señal recibida en la antena, así como convertirla a 25 MHz.
Al final de la etapa de mezcla sigue un filtro pasa bajo de corte en 50 MHz. Éste filtro fue
modelado para que tenga respuesta lineal en fase y retardo de grupo (group delay) constante por lo
que se escogió uno de tipo bessel. Se busca evitar distorsiones de fase en la respuesta del receptor.
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DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
Figura 3.17: Diseño del filtro pasa bajo a 50 MHz, diseñado, mediante el software Ansoft Designer
SV (Student Version) y simulado en el software LTSpice
Figura 3.18: Diseño del filtro pasabajo. Resultado de la simulación. Se busca una configuración
bessel para obtener respuesta de fase aproximadamente lineal y retarto de grupo constante.
Para determinar los elementos del filtro se utilizó el software Ansoft Designer SV (Student
Version) y para simular la respuesta del filtro se usó LTSpice.
Figura 3.19: Filtro pasabajo tipo pi basado en una bobina y dos capacitores de alto Q.
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DR
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
3.7. Divisores de potencia, amplificadores y atenuadores
Para completar la ruta de señal, transferir las señales de referencia y adecuar los niveles de señal,
además de proveer mejor aislamiento entre etapas, fue necesario intercalar entre los dispositivos
diversos componentes tales como:
Divisores de potencia o splitters, son dispositivos de marca Mini-Circuits®que, manteniendo
la impedancia de 50 Ω, dividen la potencia de la señal. Para los divisores entre dos se decidió
por el modelo ZX10-2-12+ ya que provee buen ancho de banda y nivel de señal. Para los
divisores entre 4 se decidió por el modelo ZFSC-4-1W-S.
Atenuadores. Con el fin de mejorar la respuesta de la impedancia con la frecuencia y ade-
cuar el nivel de la señal a la siguiente etapa fue necesario agregar atenuadores. Se utilizan
atenuadores marca Mini-Circuits®de -3dB ( modelo VAT-3), -10dB (VAT-10) y -4dB (VAT
-4)
Amplificadores. Éstos proveen amplificación de la señal y aislamiento entre las etapas. Se
utilizan nuevamente amplificadores de marca Mini-Circuits®modelo ZX60-43-S+. Ofrece ga-
nancia de hasta 20 dB con frecuencias de hasta 4 GHz y trabajan con 5 V.
3.8. Receptor digital y adquisición de datos
Finalmente se utilizó el JARS (Jicamarca acquisition radar system) para realizar la recepción
digital y la adquisición de datos. Para validar la información se utilizó la prueba denominada copper
ball, donde la señal de entrada generada por el DDS es introducida directamente al JARS. A esta
prueba se la conoce como prueba copper ball.
Figura 3.21: Prueba copper ball realizada en el JARS. Nótese el pulso en rojo ubicado a 0 km con
una duración de 100 km y Doppler de 0 ms-1
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CAPÍTULO 3. DISEÑO EN HARDWARE
JARS
PC
ADC
OSC
90º
QI
CIC
CIC
FIR
Fm=60Mhz.
Fr = 25Mhz.
Q
I
Banda base
Niveles de señal.
Max: 13dBm (1.475 V) 
Min: -64dBm (180 uV)
Rango Dinámico: 77 dB
Señales de sincronismo(SYNC), Reloj 
(CLOCK) y ventana de adquisición (WIN) 
desde el controlador de radar (CR)
Desde el down converter
25MHz
-5 dBm
Figura 3.20: Diagrama de bloques del sistema de adquisición de datos JARS. Las señales de control
provienen del CR. La señal de la antena, previamente amplificada y filtrada, es convertida a 25
MHz por el down converter
El JARS es un equipo que requiere especial atención ya que los parámetros que necesita para
funcionar son complejos y están finamente relacionados con los pulsos generados en el CR. Requiere
un Pulso de sincronismo (SYNC), un Ventana de adquisición (WIN), y Señal de reloj (CLK) y
debe estar programado para realizar la mezcla y obtener la señal en banda base. Además, el JARS
requiere definir con precisión el filtro adaptado (match filter) y el ratio final de muestras por
segundo a la salida, entre otros parámetros.
Finalmente, el presente capítulo desarrolló el diseño de las etapas de hardware necesarias para
implementar las etapas de conversión de frecuencia y filtrado, y también para las etapas de gene-
ración de frecuencias de referencia, en base a un proceso iterativo y de constante diálogo con los
ingenieros y técnicos del ROJ.
41
DR
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Capítulo 4
Resultados
4.1. Pruebas de laboratorio
Con el fin de validar y ajustar el diseño se procedió a ensamblar los componentes en el labora-
torio de Investigación, Desarrollo e Innovación del ROJ (IDI). El laboratorio tiene instrumentales
tales como osciloscopios, analizadores de espectro, generadores de señales, fuentes de poder, mul-
tímetros, cables, conectores y terminaciones. Además están disponibles atenuadores, mezcladores,
divisores de potencia y amplificadores con especificaciones.
En la Figura 4.3 se muestra una primera prueba de señal completa con el fin de evaluar el
concepto y validarlo con señales reales. Se generó una señal RF de 25 MHz y se moduló en fase
con una onda cuadrada de 50% de ciclo de trabajo. Ésta se mezcló con una señal de 420 MHz,
previamente filtrada mediante un filtro basado en conectores coaxiales (notch filter).
Figura 4.1: Primera prueba de señal completa, antes de implementar filtros. Se utiliza un generador
de señales, un divisor de potencia con un canal a 180º, y un conmutador que modula la RF en
BPSK. Los filtros fueron implementados en base a conectores de cable BNC (notch filter)
Luego, la señal resultante del mezclador se atenuó y se inyectó a otro mezclador junto con la
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CAPÍTULO 4. RESULTADOS
referencia de 420 MHz. El resultado se pasa nuevamente por un filtro pasa bajo para obtener la
señal de 25 MHz a la salida. Nótese cómo se respeta el cambio de fase en la señal y cómo se ve
ésta en el osciloscopio (ver Figura 4.2).
Figura 4.2: RF de 25 MHz modulado en BPSK por una onda cuadrada de 2.5 MHz. La señal luego
es mezclada con una de 420 MHz. Luego de atenuarse, se mezcla nuevamente con una de 420 MHz
y luego de un filtro pasabajos se obtiene la respuesta del último canal.
En esta prueba se utilizaron filtros basados en cables, por lo que en la siguiente etapa se
concentró el esfuerzo en desarrollar filtros con mayor precisión y así diseñar el sistema con anchos
de banda determinados.
4.2. Reloj y filtrado de la señal de referencia en 420 MHz
Una vez concluida la primera prueba de concepto se concentró el esfuerzo en obtener una señal
de referencia de 420 MHz lo más pura posible. Para ello fue necesario diseñar y realizar un filtro a
420 MHz. Se utilizó el software Ansoft Designer SV (Student Version) que entrega las dimensiones
de los componentes del filtro.
El resultado final puede verse en la Figura 4.4. Nótese que el generador de señales de referencia
introduce además otras componentes debido a interferencias entre sus canales. Gran parte de esas
interferencias fueron eliminadas por el filtro de 420 MHz.
4.3. Resultados del up converter
Se procedió a realizar un filtro a 445 MHz que atenue los espurios de la mezcla de 420 MHz
con la señal RF BPSK de 25 MHz. Se consideró necesario diseñar un filtro con corte abrupto de
cinco elementos para atenuar al máximo la imagen de 395 MHz y la portadora de 420 Mhz.
El la siguiente figura se muestra la respuesta del filtro con corte abruto. El objetivo era obtener
-40 dB de atenuación a 420 MHz y -60 dB para 400 MHz.
Se procedió a conectar el filtro a la salida del mezclador del up converter y, luego de aplicar
43
DR
AF
T
CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.3: Respuesta en frecuencia del filtro combline a 420 MHz. El punto M1 indica la frecuencia
central, con una pérdida de 0.8 dB. El ancho de banda (punto M2) es de 31 MHz.
una RF de 25 MHz modulada en BPSK a 2.5 MHz y la señal sinusoidal de 420 MHz se obtuvieron
los siguientes resultados
Figura 4.7: Salida del up converter antes y después del filtro. Nótese la atenuación en la señal de
imagen de 395 MHz.
4.4. Recepción, down converter y filtrado
A continuación se procedió a diseñar y someter a pruebas el mezclador y el filtro pasa-bajo
para obtener un down converter. Para ello se utilizó un splitter que dividía la referencia de 420
MHz y se utilizaba una párte de ésta para la mezcla con la señal recibida desde la antena (Figura
4.8).
44
DR
AF
T
CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.4: Comparación entre el espectro de una onda cuadrada de 420 MHz. Al lado derecho la
señal original. Al izquierdo la señal obtenida después del filtro combline
Figura 4.5: Dos Filtros combline de 445 MHz calibrados fabricados en el ROJ. El más grande es
de tres elementos. El más pequeño es de cinco elementos con corte más abrupto
Figura 4.8: Ensamblaje de la ruta de señal completa, incluyendo los filtros, el mezclador del up
converter y el mezclador del down converter. Nótese la respuesta en el tiempo en el osciloscopio
así como la respuesta en frecuencia en el analizador de espectros.
45
DR
AF
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CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.6: Respuesta del filtro de 445 MHz con corte abrupto. Nótese la caida a 420 MHz (-39
dB, punto M2) y a 400 MHz (-65 dB, punto M1).
El resultado del sistema ensamblado se puede ver en el analizador de espectros (Figura 4.9). Se
observa el comportamiento de la señal luego de la mezcla, donde aparecen lóbulos que coinciden
con la modulación BPSK, es decir, están distanciados a 2.5 MHz.
Figura 4.9: Salida del down converter después del filtro pasa bajo y detalle de la salida ampliada.
Nótese los lóbulos producidos por la modulación BPSK de 2.5 MHz τ = 0,2µs
En la Figura 4.9 se muestra el resultado de la mezcla y posterior filtrado. Se optó por realizar
la modulación de fase algo más allá de la frecuencia máxima, con un τ = 0,2µs o señal cuadrada al
50% de ciclo de trabajo o 5 MHz. En el espectro de frecuencia los lóbulos se separan unos de otros
2.5 MHz y el receptor es capaz de detectar hasta 3 lóbulos por lado, es decir, aproximadamente
20 MHz de ancho de banda.
En la Figura 4.10 se muestra las salidas en el osciloscopio. La señal del canal 3 es la resultante
de la mezcla y filtrado.
46
DR
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CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.10: Detalle de las señales modulante, RF modulada y salida del down converter después
del filtro pasa bajo. Se ha intercalado los filtros necesarios para la correcta demodulación.
Si introducimos esta señal en un receptor digital podemos verificar que se cumple con transmitir
dos fases de 0º y 180º y no se han producido desfases, es decir, la señal es precisamente demodulada
(Figura 4.11).
Figura 4.11: Resultado de la señal luego de la demodulación en fase y en cuadratura. Nótese los
valores fijos obtenidos en 0º y en 180º
Como paso final, se procedió a realizar una prueba copper ball a 25 MHz con un diferencial de
frecuencia tal que simule un objeto que se mueve hacia el radar a 10 ms/textsuperscript-1. Esto,
a la frecuencia del radar (445 MHz) significa un desplazamiento de 30 Hz aproximadamente.
47
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CAPÍTULO 4. RESULTADOS
Figura 4.12: Resultado de la señal al ser introducida al sistema JARS. Nótese que la misma señal
se introduce a los cuatro canales. Existen desfases debido a que los cables por canal no son del
mismo tamaño. El pulso se ajustó para que aparezca aproximadamente a 2 km de altura.
Para verificar que el sistema JARS pueda trabajar a la velocidad necesaria para la resolución
requerida (37.5 m o 0.25 µs), se introdujo la señal a los cuatro canales simultáneamente. Al con-
cectarse los canales a la señal con cables de distinto tamaño se logra obtener desfases como se ve
en la Figura 4.12. Además el puso se ajustó para que aparezca a 2 km de altura.
Figura 4.13: La señal de prueba vista en espectro de frecuencias. Un punto rojo muestra la señal
a 10 ms-1 y a 2.1 km de altura. La misma señal se refleja en los cuatro canales.
48
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CAPÍTULO 4. RESULTADOS
En la Figura 4.13 se muestra el resultado de la prueba copper ball en el dominio de las frecuen-
cias. El eje vertical es traducido a rango al cambiar el tiempo en distancia debido a la velocidad de
la luz. La desviación en frecuencia por el efecto Doppler se represente en el eje horizontal. Nótese
el pulso ubicado a 10 ms-1 y a 2.1 km de altura.
Finalmente, el capítulo presente desarrolló las pruebas que se hicieron para validar los conver-
sores de frecuencia, filtros y la referencia de frecuencias. Fue necesario trabajar con los equipos e
instrumentos del ROJ tales como generadores de señales, analizadores de espectro, osciloscopios y,
además, fue necesario conocer el funcionamiento de los sistemas JARS, DDS y CR.
49
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Conclusiones y Recomendaciones
4.5. Conclusiones
Luego de realizar el diseño y las pruebas de laboratorio mostrados en presente trabajo de tesis
se puede concluir que:
Mediante reuniones y coordinaciones semanales y mediante el constante diálogo, se logró
analizar y obtener una lista de especificaciones y requisitos que deberá cumplir el diseño.
Gracias a la colaboración constante de los técnicos e ingenieros del ROJ se logró determi-
nar qué equipos del ROJ eran los más adecuados para el radar a desarrollar. Esto estuvo
acompañado de la documentación técnica que sustentaba la decisión.
Las especificaciones y acuerdos permitieron establecer un diagrama de bloques donde se
describe las etapas del sistema.
Definidos los bloques funcionales, fue factible determinar los parámetros y especificaciones
de las señales de reloj y de radio frecuencia (RF).
En base al diagrama de bloques se pudo realizar pruebas de laboratorio para probar el diseño
de las etapas de generación, conversión de frecuencia, amplificación y filtrado de las señales
de RF.
Gracias a los resultados de laboratorio, se pudo realizar ajustes para que los niveles de señal
sean los correctos tanto para la etapa de potencia y antena como para la etapa de adquisición
y procesamiento de señales.
Se concluye que se ha logrado determinar y recolectar las especificaciones técnicas y, en base
a ello, diseñar el esquema en bloques del radar perfilador de vientos, que incluyen las etapas de
generación de señal, conversión de frecuencia, amplificación y filtrado, así como los módulos de
señalización y reloj.
Para lograr lo anterior fue necesario aplicar un proceso iterativo de validación de conceptos.
La metodología seguida fue la de realizar pruebas incrementales, basado en pequeños cambios, que
permitan ir desenvolviendo la complejidad de la solución desde principios básicos y operaciones
simples hasta concluir con todo el sistema.
50
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CAPÍTULO 4. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
Asímismo, luego de la constante interacción entre los ingenieros y técnicos del ROJ, se ha
logrado reutilizar los equipos, conocimientos y tecnologías del ROJ. Esa exploración permitió
conocer la documentación e inclusive realizar mejoras en los procedimientos de pruebas y de ajustes
de dispositivos. Concretamente, el equipo más complejo de configurar y probar es la etapa de
adquisición de datos (JARS).
4.6. Recomendaciones
El Radio Observatorio de Jicamarca (ROJ) es uno de los pocos centros de investigación y
desarrollo en electrónica y física aplicada que existen en el país. Tiene uno de los laboratorios
en electrónica mejor equipados y un equipo profesional de elevada calidad que, sin embargo,
es muy poco conocida entre los estudiantes de física y electrónica del Perú. Se recomienda
mayor difusión de los logros del ROJ.
El diseño electrónico basado en iteraciones es una metodología de diseño efectiva y eficaz. El
constante diálogo entre los usuarios y el diseñador, así como las pruebas de concepto basadas
en pequeños avances, permiten construir una solución concensuada y de elevada calidad.
Es importante conocer qué dispositivos y componentes están disponibles, así como qué perso-
nas podrían aportar en la resolución de preguntas. Por esa razón la documentación tanto en
el análisis y diseño como en la implementación y pruebas es crucial en el diseño electrónico.
Debido a la naturaleza orgánica del proceso de desarrollo electrónico es importante saber
desde el principio que los requisitos y especificaciones pueden cambiar rápidamente, por lo
que el diseñador debe estar preparado para esa situación. Este proceso no suele ser en un
sólo sentido y de constante avance, más bien es un proceso de crecimiento y re-alimentación.
Existe una tendencia cada vez más notoria en el diseño electrónico en utilizar software libre.
Por ejemplo para las simulaciones se utilizó LTSpice. Para el modelado de filtros se utilizó
también software de acceso gratuito. Se recomienda realizar una revisión del estado de arte
del software de diseño y de simulación antes de iniciar el trabajo de diseño.
La modularidad es también un criterio muy utilizado en diseño electrónico. Es mejor tener
dispositivos que hagan poco pero que lo hagan con calidad a tener circuitos complejos que
abarquen mucha funcionalidad. Por ejemplo, la marca Mini-Circuits®ofrece pequeños módu-
los y dispositivos que, aunque con funcionalidades limitadas, ofrecen estabilidad y resilisencia,
lo que los hace adecuados para equipos de laboratorio y radares.
Aunque los filtros UHF pueden ser solicitados y fabricados en el extranjero, la necesidad de
tenerlos para las pruebas de concepto movilizó al equipo del ROJ para fabricarlos localmente,
lo que redundó en crear conocimiento y tecnología local. Se recomienda aprovechar al máximo
las habilidades locales de diseño y fabricación.
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CAPÍTULO 4. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
Existen una clara tendencia a utilizar cada vez más sistemas digitales sobre los circuitos analó-
gicos, aunque éstos no pueden ser del todo relegados. Por ejemplo, los receptores de señales
RF suelen ser sistemas digitales tipo SDR (software defined radio) donde los componentes
analógicos como filtros y mezcladores son reemplazados por algoritmos de procesamiento di-
gital de señales. Se recomienda hacer una revisión del estado de arte de los sistemas digitales
de radio basados en software.
Se debe tener especial cuidado en definir los niveles de las señales, en especial al realizar
la mezcla y el filtrado. Niveles inadecuados pueden saturar las siguientes etapas o reducir
significativamente la sensibilidad del sistema.
Asimismo el utilizar ciertas convenciones facilita el diseño electrónico. En especial, el estable-
cer que entre dispositivos existe una impedancia de 50 Ω permite reutilizar cables y circuitos
y en implementar las pruebas de laboratorio de manera incremental y progresiva. Se reco-
mienda seguir ese tipo de convenciones que, aunque al principio parecen limitar el diseño, a
la larga permiten diseños de mayor calidad.
Existe una tendencia hacia el desorden al crear conocimiento, en especial en las áreas de
ingeniería. Sin embargo, el implementar software para la gestión de la innovación puede ser
cohercitivo y complejo de seguir. Se recomienda la documentación constante, conforme se
construye o diseña, de modo que ésta sea natural y en tiempo real. Por ejemplo, es mejor
un comentario corto cuando se añade una pequeña funcionalidad que documentar todo el
proyecto al final.
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Abreviaturas
BNC Conector Bayonet Neill–Concelman. 27
CLK Señal de reloj. 41
CR Sistema controlador de radar. 41
DDS Direct Digital Syntetizer o sistema de síntesis digital. 7, 28–30, 35, 37, 40, 53
DTFT transformada discreta de Fourier (DTFT). 4
FINCyT Fondo para la Innovación, la Ciencia y la Tecnología. 1
GPS Global Positioning System o sistema de posicionamiento global. 7, 27, 30–34
HF High Frequency o frecuencias de entre 3 MHz y 30 MHz. 5
JARS Jicamarca Adquisition Radar System o sistema de adquisición de datos del ROJ. 30, 40,
41, 48, 51, 54
N-Type Conector tipo N. 27
ROJ Radio Observatorio de Jicamarca. 1, 2, 4, 7, 27, 28, 30, 31, 33–35, 42, 45, 50, 51
SHF Super High Frequency o frecuencias de entre 3 GHz y 30 GHz. 5
SMA SubMiniature version A o conector RF coaxial sub miniatura. 27
SYNC Pulso de sincronismo. 41
Tropósfera La capa de la atmósfera terrestre que está en contacto con la superficie de la Tierra.
1
UHF Ultra High Frequency o frecuencias de entre 300 MHz y 3 GHz. 1, 2, 5–7, 11, 12, 14, 16, 24,
25, 29, 30, 34, 35, 51
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Abreviaturas
VHF Very High Frequency o frecuencias de entre 30 MHz y 300 MHz. 5, 11, 12, 25
WIN Ventana de adquisición. 41
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