PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATÓLICA DEL PERÚ 
Facultad de Ciencias e Ingeniería 
 
 
 
 
 
 
Construcción de un sistema de receptores superheterodinos 
para un radar atmosférico VHF 
Tesis para Optar el Título de: 
INGENIERO ELECTRÓNICO 
 
Presentado por: 
DARWIN NEIL CÓRDOVA VIVAS 
 
 
Lima – Perú 
2006 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
A mis amados padres:  
Francisco y Luz 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
  
 
 
AGRADECIMIENTOS 
 
Ante todo, quiero expresar mi eterna gratitud a todas aquellas personas que apoyaron de una u 
otra forma en la realización de mi tesis: 
A mi asesor, Dr. Martín Sarango, por la confianza en mi trabajo, en mi persona y por la 
dirección y asesoría en el desarrollo de este trabajo. 
Al Dr. Ronald Woodman, por mostrarme y enseñarme lo divertido que es trabajar con Radio 
Frecuencia. 
Al personal del Radio Observatorio de Jicamarca, a través del Dr. Jorge Chau, por su apoyo, 
exigencia y colaboración en los trabajos que fueron necesarios realizar; particularmente, a Fernando 
Villanueva que siempre me aconsejo y guió desde el día que nos hemos conocido. 
 A mis padres: Francisco y Luz, así como a mis hermanos: Luz, Nadia y David por su apoyo y 
confianza. 
 Especialmente, quiero agradecer a mi esposa Ada y a mis hijos: Renzo y Camila, que siempre 
me han dado el consejo o la sonrisa cuando lo necesitaba. 
 Finalmente, quiero agradecer a DIOS, porque sin Él no hubiera podido culminar este trabajo. 
RESUMEN 
El presente trabajo de tesis muestra el diseño y la construcción de un 
subsistema de recepción VHF (50MHz), el cual consta de cuatro receptores 
superheterodinos, del tipo homodino, y un oscilador local. Este subsistema va a 
ser utilizado en el radar JULIA (Jicamarca Unmanned Long-term studies of the 
Ionosphere and Atmosphere) del Radio Observatorio de Jicamarca ROJ para la 
adquisición de información de la atmósfera. 
El Radio Observatorio de Jicamarca fue inicialmente creado para adquirir 
datos de alturas ionosféricas, pero investigaciones de Woodman y Guillen 
demostraron que también servía para obtener información de alturas MST 
(Mesosphere, Stratosphere, and Troposphere); a esta nueva técnica de radar 
se le conoce como MST. 
Sin embargo, el uso del radar MST estaba limitado a las campañas de 
los días geofísicos (1000 horas promedio), debido al alto consumo de potencia 
eléctrica de sus transmisores grandes; además, para este tipo de experimentos 
no se requerían de los transmisores de alta potencia, ya que los fenómenos 
que ocurren a estas alturas generan fuertes retornos de señal. 
La consideración de los comentarios anteriores sugirió que un sistema 
de transmisores de baja potencia en el ROJ resultaría ser de gran utilidad. 
Como complemento a tales transmisores y al arreglo de antenas del 
observatorio, se podía considerar la adición de un grupo alternativo de 
receptores y de un sistema de análisis relativamente simple e independiente. 
De esta manera, no se requeriría de grandes transmisores, computadoras ni 
otros equipos de uso habitual de la estación. Además, este “mini-sistema” 
 2 
podría operar con la energía entregada por un generador diesel de medianas 
dimensiones. 
Para garantizar la calidad de los datos adquiridos, se tuvieron que 
cumplir ciertos requisitos en el subsistema de recepción, entre los cuales 
podemos mencionar: baja “figura del ruido (3 dB)”, alta selectividad, alta 
ganancia (mayor a 70 dB), y control de ancho de banda y atenuación. 
Los criterios de diseño de receptores VHF que se muestran a lo largo de 
este trabajo no sólo van a permitir el entendimiento del funcionamiento de los 
subsistemas de recepción en 50 MHz, sino también, en el diseño a mayor 
frecuencia. 
TEMA DE TESIS PARA OPTAR EL TÍTULO DE INGENIERO 
ELECTRÓNICO 
 
TITULO : Construcción de un sistema de receptores 
superheterodinos para un radar atmosférico VHF 
ÀREA : Comunicaciones 
ASESOR  : Dr. Martín F. Sarango 
Alumno  : Darwin Neil Córdova Vivas 
CÓDIGO  : 1988.0059.3.12 
FECHA:  : 28 de Abril de 2006 
 
DESCRIPCIÓN Y OBJETIVOS: 
 
El Radio Observatorio de Jicamarca (ROJ), ubicado cerca de la ciudad 
de Lima, ha estado en operación por más de tres décadas. Durante este 
periodo, el observatorio ha proporcionado datos invaluables de radar y radio 
para diversas disciplinas como: física ionosférica ecuatorial, física del plasma y 
dinámica atmosférica. A mediados de los 90, el ROJ promediaba cerca de 
1000 hr./año de operación en su modo fundamental de toma de datos. Los 
experimentos hacían uso de los recursos de alta potencia del ROJ; es decir 1-4 
Mega Vatios de potencia pico de transmisión con factor de carga de 5%. Sin 
embargo, muchos de estos experimentos se podían realizar con mucha menor 
potencia de transmisión. Por ejemplo, los estudios del Electrochorro Ecuatorial 
donde se reciben ecos extremadamente fuertes y que típicamente requieren 
que los atenuadores en la etapa previa a los receptores sean ajustados para 
atenuar las señales en 50-60 dB relativo al ruido del cielo; los estudios del 
fenómeno conocido como F-dispersa cuyas señales requieren también valores 
importantes de atenuación; los estudios de los intensos ecos provenientes de la 
región atmosférica de 150 Km., que también pueden ser observados con 
mucha menor potencia pico de transmisor; y los estudios de Troposfera y baja 
Estratosfera (1-25 Km.), donde las señales de los primeros 8 Km. sobre 
Jicamarca son normalmente inutilizables cuando se transmite con alta potencia, 
debido a la extrema intensidad de los ecos. 
La consideración de los comentarios previos sugiere que un sistema de 
transmisores de baja potencia en el ROJ resultaría ser de gran utilidad. Como 
complemento a tales transmisores y al arreglo de antenas del observatorio, se 
podría considerar la adición de un grupo alternativo de receptores y de un 
sistema de análisis relativamente simple e independiente. De esta manera, no 
se requeriría de los grandes transmisores, las computadoras y otros equipos de 
la estación, para la operación del nuevo radar que utilizaría un pequeño 
generador diesel. 
El sistema descrito en el párrafo anterior ha sido denominado JULIA 
(por Jicamarca Unattended Long-term studies of the Ionosphere and 
Atmosphere); y como su nombre lo indica, ha sido diseñado para trabajar en 
forma automática y desatendida por largos periodos. Su desarrollo ha permitido 
proporcionar a los usuarios del observatorio la capacidad de realizar los 
experimentos mencionados arriba, y/o posiblemente otros, con una potencia 
pico de 10-13 dB menor, pero utilizando el gran arreglo de antenas del ROJ 
(300mx300m). 
El objetivo principal de esta tesis ha sido la construcción y puesta en 
operación del sistema de recepción de JULIA, que comprende un grupo de 
cuatro receptores de VHF(49.92MHz) y su respectivo oscilador. La tesis tiene 
esencialmente tres partes: primeramente se desarrollaran los aspectos teóricos 
de la recepción de señales en radares atmosféricos y de los receptores 
superheterodinos en VHF. Posteriormente, se sustentará el diseño del sistema 
de recepción del radar JULIA. Finalmente se efectuará una exposición de 
varias aplicaciones del sistema desarrollado y un análisis de rendimiento, 
donde se prestará especial atención a sus características de respuesta 
frecuencial y temporal, así como a las facilidades de selectividad y flexibilidad 
en el control del ancho de banda y atenuación necesarias para la observación 
de fenómenos atmosféricos. 
TEMA DE TESIS PARA OPTAR EL TÍTULO DE INGENIERO 
ELECTRÓNICO 
 
TITULO : Construcción de un sistema de receptores 
superheterodinos para un radar atmosférico VHF 
 
ÌNDICE 
INTRODUCCIÓN 
1. SISTEMA DE RADAR ATMOSFÉRICO VHF 
2. RECEPTOR SUPERHETERODINO EN VHF 
3. DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN SISTEMA DE RECEPCIÓN 
EN EL RADIO OBSERVATORIO DE JICAMARCA 
4. CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DE RENDIMIENTO DEL SISTEMA DE 
RECEPCIÓN 
5. EJEMPLOS DE APLICACIÓN DEL SISTEMA DE RECEPTORES 
SUPERHETERODINOS 
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 
BIBLIOGRAFÍA 
ANEXOS (en CD) 
 
ÍNDICE GENERAL 
INTRODUCCIÓN 1 
1. SISTEMA DE RECEPCIÓN EN UN RADAR ATMOSFÉRICO VHF 4 
 1.1 EL RADAR ATMOSFÉRICO 4 
  1.1.1 Antecedentes de los radares atmosférico 12 
  1.1.2 Clases de radares atmosféricos MST 15 
  1.1.3 Aplicaciones 16 
 1.2 CONFIGURACIÓN TÍPICA DE UN RADAR ATMOSFÉRICO 
VHF 20 
 1.3 SUBSISTEMAS DE RADIO FRECUENCIA 23 
  1.3.1 Antenas 23 
  1.3.2 Transmisor 26 
  1.3.3 Receptor 27 
2. RECEPTOR SUPERHETERODINO EN VHF 30 
 2.1 RECEPTOR SUPERHETERODINO. INTRODUCCIÓN 30 
 2.2 RECEPTOR SUPERHETERODINO EN VHF. 
PRINCIPIOS DE FUNCIONAMIENTO 33 
 2.3 PARAMETROS DE FUNCIONAMIENTO DE UN RECEPTOR 
SUPERHETERODINO. PRINCIPIOS DE FUNCIONAMIENTO 37 
  2.3.1 Sensibilidad 38 
  2.3.2 Selectividad 45 
  2.3.3 Ganancia 47 
 2.4 REQUISITOS QUE DEBE CUMPLIR UN RECEPTOR 
SUPERHETERODINO 48 
3. DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA DE RECEPTORES CONSTRUIDOS 
EN EL RADIO OBSERVATORIO DE JICAMARCA 50 
 3.1 INTRODUCCIÓN 50 
 3.2 ESTRUCTURA DEL RECEPTOR SUPERHETERODINO DEL 
SISTEMA JULIA 52 
 3.3 BLOQUES FUNCIONALES. DESCRIPCIÓN 54 
 3.4 ESTRUCTURA DEL OSCILADOR MAESTRO 59 
 3.5 CONFIGURACIÓN DEL SISTEMA CON MÚLTIPLES 
RECEPTORES 67 
 3.6 RUTINAS PARA EL CONTROL DIGITAL DEL SISTEMA 69 
4. CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS Y EVALUACIÓN DE 
RENDIMIENTO DEL SISTEMA DE RECEPCIÓN DESARROLLADO 71 
 4.1 INTRODUCCIÓN 71 
 4.2 CARACTERÍSTICAS DE RESPUESTA FRECUENCIAL DEL 
FILTRO BESSEL 73 
 4.3 CARACTERÍSTICAS DE RESPUESTA FRECUENCIAL DEL 
SISTEMA DE RECEPCIÓN 75 
 4.4 FIGURA DEL RUIDO 76 
 4.5 DETERMINACIÓN DE LA RESPUESTA DINÁMICA EN EL 
TIEMPO 78 
 4.6 RANGO DINÁMICO 80 
5. EXPERIMENTOS DE APLICACIÓN DEL SISTEMA DE 
RECEPTORES SUPERHETERODINOS 83 
 5.1 INSTALACIÓN DE LOS RECEPTORES DE JULIA 83 
 5.2 EXPERIMENTOS REALIZADOS CON EL RADAR DE JULIA 87 
 5.3 COSTOS 95 
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 99 
BIBLIOGRAFÍA 102 
ANEXOS (en CD)  
 
ÍNDICE DE FIGURAS 
Figura 1.1 Diagrama del recorrido de la señal de radar 5 
Figura 1.2 Transmisión y recepción de la señal de un radar 8 
Figura 1.3 Esquema básico de la operación de un radar atmosférico 21 
Figura 1.4 Diagrama de tiempos de los pulsos de control del radar 22 
Figura 1.5 Esquema de un típico receptor Superheterodino 28 
Figura 2.1 Diagrama de un receptor tipo detector 31 
Figura 2.2 Esquema de un receptor TRF 32 
Figura 2.3 Diagrama de un receptor superheterodino 33 
Figura 2.4 Diagrama de conversión con dos osciladores para eliminar 
la frecuencia imagen 36 
Figura 2.5 Circuito equivalente de un receptor ruidoso 39 
Figura 2.6 Circuito equivalente de un receptor sin ruido 40 
Figura 2.7 Temperatura equivalente del receptor 40 
Figura 2.8 Factor de ruido de los amplificadores en cascada 41 
Figura 2.9 Disposición de los equipos para la medición de la NF 42 
Figura 2.10 Equivalencia del diodo a una fuente de corriente eficaz 42 
Figura 2.11 Divisor de corriente eficaz del generador de ruido 43 
Figura 2.12 Curva del ruido de la Galaxia 44 
Figura 2.13 Respuesta típica de un filtro pasabanda 46 
Figura 2.14 Margen dinámico de señal 48 
Figura 3.1 Bloques funcionales de un receptor Homodino 53 
Figura 3.2 Diagrama del módulo detector de JULIA 55 
Figura 3.3 Diagrama esquemático del módulo detector de JULIA 56 
Figura 3.4 Diagrama de bloques del filtro Bessel de JULIA 57 
Figura 3.5 Diagrama esquemático del filtro Bessel de JULIA 58 
Figura 3.6 Diagrama de los pulsos de control y las señales 
generadas en el oscilador maestro 60 
Figura 3.7 Diagrama del módulo del oscilador maestro de JULIA 61 
Figura 3.8 Diagrama esquemático del módulo del oscilador maestro 
de JULIA 62 
Figura 3.9 Diagrama del sistema de recepción de JULIA 63 
Figura 3.10 Disposición de componentes en el receptor de JULIA 65 
Figura 3.11 Disposición de componentes en el oscilador maestro de 
JULIA 66 
Figura 3.12 Diagrama de una línea de recepción de JULIA 67 
Figura 3.13 Diagrama del controlador de radar de JULIA 69 
Figura 3.14 Panel de control del programa PulseDesign 70 
Figura 4.1 Componentes y las especificaciones de un receptor 
Homodino 72 
Figura 4.2 Diagrama del filtro Bessel de segundo orden 74 
Figura 4.3 Diagrama de la salida del filtro Bessel 74 
Figura 4.4 Diagramas de la magnitud y fase del filtro Bessel ideal y 
real 76 
Figura 4.5 Medición del Slew Rate 78 
Figura 4.6 Configuración de los equipos para la medición del retardo 
a través del receptor 79 
Figura 4.7 Diagrama de tiempos de retardos a través del receptor 79 
Figura 4.8 Imagen de la salida real e imaginaria del receptor 80 
Figura 4.9 Configuración de amplificadores RF en JULIA 81 
Figura 4.10 Resultados en la medición de las salidas del receptor para 
0 y 32dB de atenuación 81 
Figura 5.1 Módulos de aluminio del receptor y oscilador local 84 
Figura 5.2 Jaulas de Faraday del ROJ 85 
Figura 5.3 Ubicación de los receptores de JULIA en el laboratorio IT 86 
Figura 5.4 Curva de ruido del paso de la Galaxia sobre el ROJ 87 
Figura 5.5 Diagrama de tiempos de los experimentos de JULIA 88 
Figura 5.6 Diagrama de potencias de Electrochorro 89 
Figura 5.7 Diagrama de velocidades verticales de Electrochorro 89 
Figura 5.8 Diagrama de potencias de los Ecos de 150 Km 91 
Figura 5.9 Diagrama de velocidades verticales de los Ecos de 150 
Km 91 
Figura 5.10 Diagrama de potencias de Spread F 93 
Figura 5.11 Diagrama de velocidades verticales de Spread F 93 
 
ÍNDICE DE TABLAS 
Tabla 1.1 Tabla comparativa de los subsistemas RF de un radar 11 
Tabla 3.1 Valores generados a partir de los comandos enviados 
hacia el controlador de radar 64 
Tabla 3.2 Valor de las atenuaciones para sus respectivos anchos de 
banda 67 
Tabla 4.1 Valores de anchos de banda medidos en los receptores 
de JULIA 70 
Tabla 4.2 Valores de Figura del ruido medidos en JULIA 72 
Tabla 4.3 Valores de Slew Rate medidos en el receptor 75 
Tabla 4.3 Rango Dinámico del receptor para 0 y 32 dB de 
atenuación 76 
Tabla 5.1 Tabla parámetros de observación y procesamiento para el 
experimento de Electrochorro Ecuatorial de las figuras 5.6 
y 5.7 83 
Tabla 5.2 Tabla parámetros de observación y procesamiento para el 
experimento de Ecos de 150 Km de las figuras 5.7 y 5.8 85 
Tabla 5.3 Tabla de parámetros de y observación y procesamiento 
para el experimento de la capa F dispersa de las figuras 
5.9 y 5.10 87 
Tabla 5.4 Gastos hechos en el módulo del oscilador maestro 88 
Tabla 5.5 Gastos hechos en el módulo del receptor 89 
Tabla 5.6 Gastos hechos en los componentes para la instalación  
 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
INTRODUCCIÓN 
El ROJ (Radio Observatorio de Jicamarca) viene proporcionando, a lo 
largo de más de cuatro décadas, datos invaluables de radar y radio, los cuales 
vienen siendo utilizadas en diversas disciplinas como: física ionosférica 
ecuatorial, física del plasma y dinámica atmosférica. 
Ubicado al este de Lima (11.95° S 76.87° O 500 m.s. n.m), el ROJ forma 
parte del IGP (Instituto Geofísico del Perú), además, constituye el extremo 
ecuatorial de la cadena de radares de rebote incoherente (Incoherent Scatter 
Radar ó ISR) del hemisferio occidental, la cual se extiende desde Lima hasta 
Groenlandia. 
Debido a que el ángulo de inclinación magnética de la Tierra (en 
Jicamarca es aproximadamente 1 grado) varía ligeramente, el haz de la antena 
del ROJ apunta en la dirección perpendicular al campo magnético terrestre. 
 2 
Además de la gran flexibilidad de aplicaciones, el ROJ es el radar MST (por 
Mesosphere-Stratosphere y Troposphere) más sensible del mundo (Sarango, 
[20]). Debido en parte a su gran longitud de onda (λ = 6 m), y alto producto 
promedio de potencia-apertura (Balsley, [2]). Por ello, resulta evidente su 
potencial de aplicación en la mayoría de investigaciones de media-atmósfera 
que se desarrollan en la actualidad. Sin embargo, los altos costos de operación 
del radar en su configuración original, como consecuencia de su alto consumo 
de energía, han limitado su utilización a investigaciones que requieran 
continuidad relativamente larga. 
Aunque los experimentos de Jicamarca tradicionalmente se realizaban 
con los transmisores de alta potencia, muchos de ellos se pueden realizar con 
mucha menor potencia de transmisión, entre estos fenómenos se pueden 
mencionar: Electrochorro Ecuatorial, Dispersión de la capa F ó Spread-F, Ecos 
de 150 Kilómetros, y Ecos provenientes de la Troposfera y la baja Estratosfera. 
La consideración de los comentarios anteriores sugirió que un sistema de 
transmisores de baja potencia sería de gran utilidad. Además, como 
complemento a tales transmisores y arreglo de antenas, se podía considerar la 
adición de un grupo alternativo de receptores. De esta manera, ya no se 
requeriría de los grandes transmisores, las computadoras ni los otros equipos 
de uso habitual de la estación. Adicionalmente, este “mini-sistema” podría 
operar con la energía entregada por un generador diesel de medianas 
dimensiones. Todo lo anterior motivó la instalación y operación de un sistema 
radar con las características mencionadas arriba, el cual se ha denominado 
 3 
JULIA, siglas de Jicamarca Unmanned Long-term studies of the Ionosphere 
and Atmosphere. 
El objetivo principal de la tesis es la construcción y puesta en operación 
del subsistema de recepción del radar JULIA. Para lograr ello, se han 
planteado las siguientes metas parciales: Desarrollo e instalación de un sistema 
de receptores para un radar atmosférico VHF, análisis del comportamiento de 
los receptores con diferentes anchos de banda y atenuación, integración del 
sistema de recepción al resto de subsistemas del radar JULIA, y evaluación del 
rendimiento del sistema de recepción en condiciones de trabajo reales. 
A continuación se describe el contenido de los cinco capítulos: 
Capítulo Primero. Describe un radar VHF atmosférico, su configuración 
típica y los subsistemas de radio frecuencia que lo conforman. 
Capítulo Segundo. Describe los receptores superheterodinos utilizados 
y sus aplicaciones en radares VHF. 
Capítulo Tercero. Describe los bloques funcionales del sistema de 
recepción construido para el radar JULIA. 
Capítulo Cuarto. Muestra en detalle el comportamiento y las 
características propias de los receptores construidos para el radar JULIA. 
Capítulo Quinto. Muestra la instalación del subsistema de recepción, los 
resultados obtenidos en las distintas adquisiciones de datos, y, finalmente, el 
costo que ha tomado implementar este proyecto. 
Conclusiones y Recomendaciones. Aquí se presentan las principales 
conclusiones a las que se ha llegado después de analizar los resultados del 
funcionamiento de los receptores. 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
CAPITULO 1. SISTEMA DE RECEPCIÓN EN UN RADAR 
ATMOSFÉRICO VHF. 
1.1 EL RADAR ATMOSFÉRICO 
 
En los últimos años, el interés por el comportamiento de la atmósfera y 
la influencia que tiene en el desarrollo humano (comunicaciones, agricultura, 
navegación, etc.) ha motivado la investigación orientada a ampliar nuestro 
conocimiento y entendimiento de los procesos dinámicos que ocurren en ella. 
Para lograr un buen entendimiento de estos procesos se requiere de los 
instrumentos apropiados, los cuales deben permitir la observación y adquisición 
de parámetros como: temperatura, presión, humedad, precipitación y todas las 
propiedades dinámicas de la atmósfera. Por ello, se desarrolló la tecnología de 
radar (del inglés “RAdio Detecting And Ranging”) atmosférico, el cual nos 
 5 
brinda las facilidades para la observación de los procesos dinámicos que se 
llevan a cabo en la atmósfera. 
Un radar, en su forma básica, es un instrumento que transmite un pulso 
de energía en una dirección predeterminada, y luego se pone a “escucha” de 
un eco. La distancia de la fuente responsable del eco se puede calcular 
conociendo el tiempo transcurrido entre la transmisión de pulso y la recepción 
del eco1, como se muestra en la figura 1.1. 
Inicialmente, la tecnología de radar estuvo orientada a la detección de 
objetos sólidos (aviones, satélites, meteoritos, etc.), pero se observó que 
también podía detectar señales de “hidrometeoros” en suspensión o caída 
(lluvia, hielo, nieve, etc.). Estas nuevas señales detectadas motivaron el 
desarrollo de los radares meteorológicos. 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 1.1. Diagrama del recorrido de la señal de radar 
El radar meteorológico normalmente consta de un radio-transmisor y 
receptor, una antena rotatoria, y una pantalla que muestra las señales 
                                            
1
 D = c*tD/2, el haz de RF recorre 2 veces la distancia D. 
d
D
tD
t
tD=2D/c
c = velocidad de
la luz=3*108Km/s
 6 
recibidas. Por ejemplo, estos radares son utilizados actualmente para ubicar 
tormentas e indicar las intensidades de éstas. 
Hoy en día existen en el mercado radares meteorológicos más 
modernos que ofrecen la posibilidad de detectar los mínimos cambios de señal. 
La medición de estos cambios puede determinar la velocidad radial de los 
hidrometeoros, utilizando el principio físico de Doppler; por ello, a estos 
sistemas se les conoce como radares Doppler o coherentes. 
El funcionamiento del radar atmosférico, en cambio, se basa en la 
recepción y el análisis de una mínima energía electromagnética que rebota en 
la dirección de la antena. Es decir, una mínima parte de la señal transmitida es 
reflejada, mientras que el resto de la señal continúa su paso a través del medio. 
Principalmente, este reflejo de señal se debe a que existen pequeñas 
fluctuaciones en el índice de refracción del medio. 
El origen de las fluctuaciones en el índice de refracción es una 
característica particular del fenómeno observado en la atmósfera. Cuando 
estas variaciones dependen de las alturas que se están observando, como las 
troposféricas y estratosféricas, la principal causa es la diferencia de 
temperaturas de diferentes altitudes. En cambio, a mayores alturas, como las 
mesosféricas, la principal causa es la diferencia en la densidad de electrones 
libres. 
Por lo explicado anteriormente, el principal instrumento para la 
observación de estas débiles fluctuaciones es el radar, por eso se debe tener 
un conocimiento completo de su funcionamiento. Una de las primeras 
 7 
ecuaciones utilizada para caracterizar un radar es la densidad de potencia 
incidente sobre el blanco (Wehner, [29]). 
2
24
mVatio
r
GP
s ttI
∗
=
pi
   (1.1) 
Donde Pt es la potencia transmitida; Gt, la ganancia de la antena en la 
etapa de transmisión; y r, la distancia donde se encuentra el blanco observado. 
La señal transmitida va a alcanzar al blanco de sección transversal σ y 
será dispersada en todas las direcciones, incluyendo una pequeña fracción 
hacia el radar. Luego, la densidad de potencia generada por el blanco es: 
2
22 4
1
4
mVatio
rr
GP
s ttb
∗
×
∗
=
pipi
σ
  (1.2) 
Como la apertura efectiva de recepción es Ar, entonces la potencia del 
eco recibido es: 
e
tt
r A
rr
GPS ∗
∗
∗
∗
= 244 2 pi
σ
pi
  (1.3) 
De la teoría básica de antenas, la ganancia Gr de una antena, sin 
pérdidas, esta relacionada a su apertura efectiva Ar por la siguiente expresión: 
rr AG ∗= 2
4
λ
pi
    (1.4) 
Donde λ es la longitud de onda de la señal transmitida. Entonces, se 
puede reemplazar Ar en la relación 1.3, y se va a obtener la potencia en función 
de la ganancia de recepcion. 
pi
λ
pipi
σ
44
1
4
2
22
rtt
r
G
rr
GPS ∗
∗
∗
∗
=  (1.5) 
 8 
Además, en el caso del radar monoestático que comparte la misma 
antena para transmitir y recibir, las ganancias Gr y Gt son iguales; por lo tanto, 
se puede reemplazar Gr y Gt por la ganancia G. 
43
222
2 )4(444 2 r
GPG
rr
GPS ttr pi
σλ
pi
λ
pi
σ
pi
=∗
∗
∗
∗
=   (1.6) 
r Antena
r
Sección transversal
del blanco σ Blanco
P
t
P
r
Potencia radiada de
la antena hacia el
blanco
Potencia reflejada
del blanco hacia la
antena
2
24
mVatio
r
GP
s ttI
∗
=
pi
2
22 4
1
4
mVatio
rr
GP
s ttb
∗
×
∗
=
pipi
σ
 
Figura 1.2. Transmisión y recepción de señal en un radar 
Suponiendo que la mínima señal aceptable por el receptor es Smin, se 
puede deducir el rango máximo de un radar despejando r4 de la ecuación 1.6, 
 9 
por lo tanto, se obtendría teóricamente la máxima distancia de detección del 
blanco, en función de la mínima señal que puede detectar el receptor. 
4/1
min
3
22
)4( 




=
S
GP
r t
pi
σλ
   (1.7) 
En la realidad, la ecuación 1.7 no se cumple, ya que intervienen otros 
factores adicionales en la detección de la señal, sin embargo, esta ecuación es 
una buena aproximación que nos permitirá entender los parámetros de 
funcionamiento del radar. 
A continuación, se demostrará que el factor que limita la relación señal a 
ruido es el mismo ruido del receptor. Principalmente, el ruido del receptor tiene 
origen térmico (Berkowitz, [3]), y se define por la ecuación de Boltzman como: 
KTBN i =    (1.8) 
Donde K es la constante de Boltzman (1,38 × 10-23 julios por kelvin), T la 
temperatura del receptor (grados Kelvin), y B el ancho de banda del receptor 
(Hertz). 
El concepto utilizado para entender el efecto del ruido en un receptor es 
la figura del ruido NF, la cual depende únicamente del ruido de los 
componentes utilizados y del diseño del receptor (Orr, [15]). La figura del ruido 
se ha definido como el cociente de la relación señal a ruido de la entrada y la 
salida del receptor. 
o
o
i
i
N
S
N
S
NF =     (1.9) 
 10 
Donde Si es la potencia de señal en la entrada; So, la potencia de señal 
en la salida; Ni, la potencia de ruido en la entrada; y No, la potencia de ruido en 
la salida. 
A partir de la ecuación 1.8, se observa que la mínima señal Smin debe 
ser superior al ruido de entrada Ni para poder ser detectada; pero a su vez, Ni 
debe ser mayor al ruido interno del receptor. Como la figura de ruido NF nos da 
el valor del ruido del receptor, entonces la mínima señal detectada Smin 
depende del ruido interno del receptor. Es decir, el receptor debe tener bajo NF 
para que sea capaz de detectar las débiles señales provenientes de la 
atmósfera. 
Volviendo a revisar la ecuación 1.7, se observa que el máximo alcance 
de observación depende de los tres subsistemas RF que conforman el radar 
(transmisión, antenas y recepción), ya que: 
a) Pt depende del amplificador de potencia utilizado en el transmisor. 
b) G depende de la antena utilizada. 
c) Ae depende del tipo de antena utilizada. 
d) λ depende de la frecuencia del oscilador maestro utilizado. 
e) Smin depende exclusivamente de la NF del sistema de recepción. 
Además de los criterios de diseño electrónico, el ingeniero debe evaluar 
otros factores que afectan la implementación de un radar: costo, complejidad 
de construcción, instalación y logística. En el caso del radar VHF, los 
subsistemas de transmisión y antenas son muy exigentes con estos factores; 
en cambio, el subsistema de recepción es mucho menos riguroso, por lo tanto, 
 11 
se puede reducir la complejidad y costos del radar a partir de un diseño 
adecuado del receptor. 
La tabla 1.1 muestra los requisitos exigidos mayormente en la 
construcción de un radar y los problemas que se pueden generar si no se 
seleccionan los parámetros adecuadamente. 
Tabla 1.1. Tabla comparativa de los subsistemas RF de un radar 
 
Requisitos 
del radar 
Descripción Posibles dificultades Subsistema 
RF que 
depende 
Potencia 
transmitida 
Define el máximo alcance 
de observación 
Esta limitado por las caracte- 
místicas de funcionamiento 
del transmisor 
Transmisor 
Ancho de 
pulso 
transmitido 
Determina la resolución y el 
máximo alcance de 
observación 
El ancho de pulso está 
limitado por las características 
del transmisor 
Transmisor 
Forma del 
pulso 
transmitido 
Define el mínimo alcance de 
observación y la resolución 
en distancia 
Esta limitado por las caracte- 
rísticas de funcionamiento del 
transmisor 
Transmisor 
Frecuencia de 
repetición de 
pulsos 
Define el máximo alcance  
observación 
Esta limitado por las caracte- 
rísticas de funcionamiento del 
transmisor 
Transmisor 
Frecuencia de 
operación del 
radar 
Define el tamaño mínimo del 
objeto que se va a poder 
observar 
A mayor frecuencia se vuelve 
más susceptible a las condi- 
ciones atmosféricas 
A menor frecuencia aumenta 
el tamaño de la antena 
El tamaño de la antena 
depende de la frecuencia 
utilizada 
Receptor  
Ancho del haz 
de la antena 
Define la resolución en 
dirección 
El área de la antena aumenta 
para un haz mas angosto  
Antena 
Sensibilidad 
del receptor 
Determina la mínima señal 
que puede detectar el radar 
Un sistema con una 
sensibilidad menor a la señal 
de interés requiere 
incrementar la potencia de 
transmisión y el área de la 
antena. 
Receptor 
 12 
1.1.1 ANTECEDENTES DE LA TÉCNICA MST 
 
La historia del radar comienza con la demostración de los principios del 
radar por Heinrich Hertz en 1888 (Skolnik, [24]). Posteriormente, en Alemania a 
principios del siglo XX, Christian Hulsmeyer desarrolló y patentó el primer 
sistema de prevención de colisiones para navíos. Pero la tecnología de la 
época no permitía el desarrollo de los equipos necesarios para el 
funcionamiento del radar. Por ello, se tuvo que esperar a que se desarrolle y 
madure la tecnología de tubos de vacío. A mediados de 1930, se vuelve a 
retomar las investigaciones del radar, el avecinamiento de la segunda guerra 
mundial fue el principal causante de este nuevo interés. Debido a que los 
países en posible conflicto necesitaban mejorar sus sistemas de vigilancia y 
defensa contra los recientemente desarrollados aviones “bombarderos”. 
Durante los años 30 y 40, países como Estados Unidos, Francia, 
Inglaterra, Unión Soviética, y Alemania ingresaron en una carrera para 
desarrollar la tecnología de radar. Por ello, investigaron las posibles 
frecuencias de trabajo, y las técnicas para mejorar la resolución y alcance 
máximo de detección. 
En los años cuarenta, durante la segunda guerra mundial, los científicos 
comenzaron a desarrollar radares que trabajaban en la banda de microondas, 
con el fin de reducir el tamaño de los equipos e incrementar la resolución de los 
datos. 
A continuación, en los años 50, con el surgimiento de los misiles de largo 
alcance, se retornó a los radares en VHF, debido a que en estas frecuencias se 
 13 
consiguen detectar ecos a larga distancia, para ello se debía construir sistemas 
de alta potencia de transmisión e instalar grandes antenas (del orden de los 
cientos de pies). Otra aplicación para estos inmensos sistemas fue la 
observación de objetos celestes como: la Luna, Venus, auroras y meteoros. 
También, durante esta década, se desarrolló las bases teóricas de las técnicas 
de radar. Como las primeras aplicaciones del radar estaban basadas en la 
habilidad y experiencia de los ingenieros, se desarrolló, optimizó y reforzó la 
teoría de la técnica del radar. Dentro de estos nuevos progresos tenemos: la 
Función de Ambigüedad, Teoría del filtro adaptado “Matched Filter”, y la Teoría 
de Detección Estadística. 
Durante las siguientes décadas, el avance en el campo de los radares se 
dio en el área de procesamiento de la señal, como consecuencia del desarrollo 
de la tecnología digital. Además, se crearon nuevos componentes 
semiconductores, lo cual motivo también el desarrollo de nuevos equipos de 
recepción y transmisión. 
Luego de décadas de uso bélico del radar, éste fue finalmente utilizado 
para la investigación de nuestro entorno. Por ello, al radar utilizado para 
conocer y entender a nuestro ambiente se le conoce como meteorológico. 
Inicialmente, el objetivo principal del radar fue detectar reflexiones o 
ecos de objetos en el aire y no del aire mismo. Sin embargo, las continuas 
observaciones revelaron la existencia de retornos de señal que no 
correspondían a ningún objeto visible, ello motivó que se investigara el origen 
de estas señales. Por un lado, se observó que algunos retornos de señal se 
 14 
debían a comunidades de insectos ó aves; por otro lado, otros provenían del 
mismo aire. 
La información contenida en los ecos del aire es muy valiosa, por ello, se 
motivo el desarrollo de un nuevo campo de investigación con radares. En 
efecto, estos ecos originados por el “aire claro” representan el fundamento de 
lo que hoy conocemos como la técnica de radar MST (Mesósfera, Estratósfera 
y Tropósfera). 
El aporte del Perú en la investigación con radares comenzó con la 
puesta en funcionamiento del Radio Observatorio de Jicamarca (ROJ). 
Inicialmente, este laboratorio fue construido con el fin de realizar observaciones 
en la ionósfera, para ello utilizó y desarrolló técnicas para la medición de las 
velocidades radiales de los iones y electrones libres. 
Posteriormente, se desarrollaron nuevas técnicas para el estudio de la 
atmósfera por debajo de las alturas ionosféricas (Tropósfera, Estratósfera y 
Mesósfera). A este nuevo aporte se le conoce como técnica de radar MST, y 
fue desarrollada a iniciativa de los científicos peruanos Woodman y Guillen 
(1974). Como consecuencia del éxito obtenido en el ROJ, se repitieron estos 
experimentos en el resto de observatorios dedicados a estudiar la ionósfera. 
Por ejemplo, podemos mencionar el radar de Arecibo en Puerto Rico (Farley, et 
al., 1979). Como consecuencia del éxito de esta nueva técnica, se 
construyeron nuevos radares Doppler basados en la técnica MST en los 
Estados Unidos (Alaska) y la República Federal de Alemania. 
Los primeros radares diseñados para realizar observaciones continuas 
sin control humano directo son el radar de Plateville y el sistema MST de Poker 
 15 
Flat, Alaska (Basley, et al., 1979). Luego, estos sistemas fueron repetidos en 
observatorios en Australia, Japón, India, etc. 
En la actualidad, los radares MST o “radares de aire claro” se han 
convertido en la técnica más potente para el sondeo de la atmósfera, en el 
rango de alturas MST. Esta técnica ha contribuido significativamente no sólo a 
las mediciones de los parámetros de los vientos, sino también a las 
investigaciones de la dinámica atmosférica, especialmente de los fenómenos, 
variables en el tiempo, de pequeña y mediana escala, como las ondas 
gravitatorias, turbulencias y sistemas convectivos. En efecto, desde hace 
algunos años, la técnica viene proporcionando datos de entrada a los 
experimentos de predicción numérica del tiempo (Fukao, [8]). 
 
1.1.2 CLASES DE RADARES ATMOSFÉRICOS MST 
 
Los radares atmosféricos MST se subdividen de acuerdo al rango de 
alturas que pueden observar (MST, ST, T, etc.); el alcance de observación 
depende de la frecuencia de operación y de su producto potencia-apertura2 
promedio. Algunos sistemas, diseñados especialmente para producir perfiles 
verticales de viento, son conocidos comercialmente como perfiladores de viento 
(Peterson, [18]). Otra característica de los radares MST es la frecuencia de 
operación, la cual se escoge de forma que la longitud de onda sea comparable 
a la escala de la turbulencia observada; lo cual limita la frecuencia de operación 
por debajo de los 100 MHz, y generalmente por debajo de los 50 MHz. Los 
 16 
radares que operan a frecuencias mayores o con productos potencia-apertura 
menores no son capaces de detectar ecos de alturas cercanas a la 
Estratopausa, por ello han sido denominados radares ST (del inglés 
Stratosphere Troposphere). Cabe observar que un radar que trabaje a 50 MHz 
puede obtener retornos útiles en todo el rango de alturas, especialmente en la 
región de 45 Km ±15 Km, donde las señales que retornan son más débiles. Por 
otro lado, tenemos los sistemas con productos potencia-apertura menores, los 
cuales son perfectamente capaces de obtener datos de la mesósfera de alta 
calidad, aproximadamente por encima de los 60 Kilómetros. Sin embargo, la 
única región típicamente inaccesible para un radar ST que trabaje en VHF es la 
Estratopausa. Mientras que en los sistemas UHF con producto potencia-
apertura mucho menores, se utilizan para observar la baja Tropósfera y se les 
conocen como radares de capa límite BLR, del inglés Boundary Layer Radar 
(Balsley, [2]). 
 
1.1.3 APLICACIONES  
 
Los radares atmosféricos tienen múltiples aplicaciones, las cuales 
abarcan campos tan diversos como la meteorología, biología, aviación, 
educación, etc. A continuación, se mostrará una lista de las principales 
aplicaciones de estos radares: 
1) Meteorológicas. La técnica de radar tiene gran aplicación en el 
sensamiento y pronóstico del clima. En general, la meteorología requiere de 
                                                                                                                                
2
 potencia-apertura = Potencia transmitida * Área efectiva de la antena 
 17 
datos con buena resolución en el tiempo y en el espacio, ya que, ello va a 
mejorar la capacidad de pronóstico y seguimiento del fenómeno (auroras 
boreales, tormentas, huracanes, etc.). En cambio, otros medios de adquisición 
de datos, como las globosondas y los cohetes, tienen sondeos limitados en el 
tiempo y espacio. Por ello, el radar se convierte en el instrumento más potente, 
por ejemplo, se utilizan actualmente BLR’s para el seguimiento de los vientos. 
También, se sabe que los pronósticos y reportes meteorológicos 
generados por las agencias gubernamentales son de carácter general, debido 
a la diversidad de usuarios que utilizan esta información. Pero, cuando se 
requiere información más específica es necesario contratar a empresas 
privadas. Por ello, dependiendo de la inversión que se planee realizar, estos 
equipos pueden ser comprados por la propia empresa o pueden contratar los 
servicios de monitoreo y pronóstico del tiempo en otras empresas 
especializadas. 
2) Seguimiento de la contaminación. En la actualidad, el seguimiento 
de la trayectoria y dispersión de la contaminación, generada por la industria, se 
ha vuelto indispensable. Por ello, los radares MST se vuelven extremadamente 
útiles en este tipo de mediciones, dispersión y transportación de 
contaminantes. Por ejemplo, se puede hacer seguimiento del desplazamiento 
de la lluvia ácida. Además, estos radares podrían ser usados como herramienta 
para proteger y alertar en situaciones de emergencia, tal como la liberación 
accidental de partículas radioactivas de una planta nuclear. 
3) Industria agrícola. Una industria que requiere pronósticos 
detalladas del clima es la agrícola, ya que, el conocimiento de la precipitación, 
 18 
el comportamiento de los vientos y la temperatura del ambiente son 
determinantes en la industria agrícola. 
4) Prevención de incendios. El seguimiento del desplazamiento de 
incendios forestales es importante para alertar y prevenir a las poblaciones 
cercanas. Por ello, el radar perfilador de vientos se ha convertido en la principal 
herramienta que nos brinda el conocimiento y pronóstico del comportamiento 
de los incendios forestales. 
5) Investigación de las aves e insectos. El radar puede ayudar en la 
investigación de los ornitólogos y entomólogos. Por ejemplo, los investigadores 
pueden utilizar al radar para el seguimiento del patrón de migración, altitud de 
vuelo y comportamiento de aves e insectos. 
6) Control del tráfico aéreo. El radar es la principal herramienta que 
puede brindar seguridad y eficiencia en la navegación aérea, debido a que 
permite el seguimiento del clima y el trayecto de navegación de los aviones en 
la cercanía de los aeropuertos. Por ejemplo, la información del patrón climático 
facilita la asistencia, durante el aterrizaje, al avión en condiciones de poca 
visibilidad. 
7) Navegación aérea. El radar facilita la comodidad y seguridad en la 
navegación aérea, ya que puede informar al navegante de espacios que 
presenten condiciones climáticas adversas, las cuales son peligrosas e 
inseguras. Como la técnica MST no sólo mide las velocidades de los vientos, 
sino también el grado de turbulencia atmosférica, se pueden evitar posibles 
contratiempos en la navegación utilizando la información del radar. También, se 
facilitarían las operaciones de aterrizaje y decolaje en portaviones y otros 
 19 
buques, ya que tales operaciones están muy influenciadas por los vientos, por 
lo tanto, esto motivaría el uso de los perfiladores de viento. Por último, estos 
radares también serian útiles en las tareas de inteligencia táctica y pronóstico 
del clima en época de guerra. 
8) Industria espacial. En la actualidad existen grandes radares en 
tierra que pueden detectar y hacer el seguimiento de las naves espaciales. Por 
un lado, es importante tener un conocimiento detallado de la estructura 
dinámica vertical de la atmósfera, debido a que las cargas mecánicas en los 
miembros estructurales de un cohete se ven afectadas por el viento. Por ello, 
sería extremadamente útil tener un radar en la zona de lanzamiento de mísiles 
y cohetes. En el caso de los transbordadores espaciales, un pequeño radar que 
pueda brindar información de las condiciones climáticas del lugar de aterrizaje, 
se convertiría en un factor de seguridad adicional al momento del descenso. 
9) Aplicaciones académicas. La técnica MST encuentra múltiples 
aplicaciones en la comunidad académica, tanto en las universidades, los 
centros de investigación y los laboratorios gubernamentales. Dichas 
aplicaciones se pueden repartir en las categorías de investigación y educación: 
a) Investigación. Los fenómenos atmosféricos de mesoescala son muy 
poco conocidos, por ello, se requiere mediciones de muchos tipos, 
incluyendo a los vientos. Entre las áreas de estudio tenemos los tiempos 
de vida de los sistemas convectivos de mesoescala, los cuales son del 
orden de unos cuantos kilómetros a varios cientos de kilómetros, y 
tienen tiempos de vida desde varios minutos a unos cuantos días. Por 
ejemplo, las tormentas, tornados y ciclones tropicales. 
 20 
b) Educación y entrenamiento. Disponer de información del clima y 
especialmente interpretarla de manera correcta es muy importante para 
el investigador, por ello, se genera la necesidad de preparar al personal 
en la interpretación de los datos obtenidos. Esto no sólo incluye las 
implicancias meteorológicas de los fenómenos observados, sino también 
el análisis detallado de los espectros Doppler. 
Disponer de una red de radares atmosféricos sólo es el principio para 
poder entender y pronosticar los sistemas climáticos de mesoescala. Por ello, 
el siguiente paso sería el entrenamiento de personal que sea capaz de evaluar 
e interpretar la información recibida por el radar atmosférico. 
 
1.2 CONFIGURACIÓN TÍPICA DE UN RADAR ATMOSFÉRICO VHF 
 
Un radar atmosférico consta principalmente de cuatro subsistemas 
(Sarango, [20]): Transmisor, antena, receptor, y control-procesamiento digital, 
como muestra la figura 1.3. 
Por lo general, la operación básica de un radar atmosférico monoestático 
requiere de un subsistema de control, el cual se encarga de generar los pulsos 
necesarios para los sistemas de transmisión, recepción, antenas y 
procesamiento digital. A continuación, se va a describir este proceso en una 
serie de pasos. 
Inicialmente, se establece la conexión de la antena con el sistema de 
transmisión, para ello el pulso de control TR pasa al estado lógico igual a “uno” 
 21 
y esta señal es enviada al equipo conocido como T/R ó Duplexer, el cual se 
encarga de la conmutación de la antena con el receptor y el transmisor. 
 
Figura 1.3. Esquema básico de la operación de un radar atmosférico 
Luego de unos ciclos de reloj en el Controlador de Radar CR, la señal de 
control TX pasa al estado lógico igual a “uno”. El pulso TX controla el módulo 
del oscilador local del subsistema de recepción, por lo tanto se habilita la salida 
de la señal pulsada de radiofrecuencia RF PULSADA. Asimismo, la RF 
PULSADA ingresa al sistema de transmisión donde será amplificada en 
potencia y posteriormente enviada al espacio a través de la antena. 
Luego, la señal TX pasa al estado lógico igual a “cero”, por lo tanto se 
deshabilita la salida de la señal pulsada de radiofrecuencia RF PULSADA. 
 22 
Después de varios ciclos de reloj en el CR, el pulso TR se pone en 
estado lógico igual a “cero”, así que el sistema ingresa al estado de recepción. 
Es decir, el conmutador T/R conecta la antena al receptor, y comienza a 
recibirse la señal débil proveniente de la atmósfera. 
La señal débil captada por el sistema de recepción es amplificada, y se 
inicia el proceso de detección de las componentes en fase I y en cuadratura Q. 
Estas fases son medidas respecto a la fase del oscilador maestro del sistema 
de recepción. Luego, las salidas I y Q son filtradas en banda base y enviadas al 
sistema de adquisición. 
A continuación, las señales en banda base son digitalizadas, para ello, 
primero, el sistema de adquisición recibe el pulso SINCRONISMO, el cual le va 
a indicar al sistema que se prepare para adquirir datos. Luego recibe el pulso 
MUESTRAS, el cual le va a indicar el inicio y fin de la adquisición de datos. 
Finalmente, las muestras digitales son procesadas en la Computadora 
Personal CP, y se obtienen los valores de la componente radial del viento y 
otros parámetros de interés. El diagrama de tiempos de las señales generadas 
por el sistema de control se muestra en la figura 1.4 (Urbina, [25]). 
 
 
 
 
 
 
Figura 1.4. Diagrama de tiempos de los pulsos de control del radar 
TR
TX
MUESTRAS
SINCRONISMO
 23 
1.3 SUBSISTEMAS DE RADIOFRECUENCIA 
 
Como se explicó anteriormente, el radar está compuesto por cuatro 
subsistemas, de los cuales tres trabajan con señal de radiofrecuencia RF 
(antenas, transmisión y recepción). 
Por un lado, los subsistemas de antenas y transmisión se diseñan y 
construyen de acuerdo a los siguientes parámetros: Frecuencia de 
funcionamiento, impedancia, potencia de trabajo, facilidad de construcción e 
instalación, y flexibilidad de configuración. 
Por otro lado, el subsistema de recepción se diseña y construye 
exigiendo los siguientes requisitos: amplificación, selectividad, sensibilidad y 
flexibilidad de configuración; es decir, el equipo de recepción debe ser capaz 
de detectar la mínima señal con información, rechazar las interferencias 
cercanas a la información, y cambiar su ancho de banda-ganancia en forma 
automática. 
 
1.3.1 ANTENA 
 
Una antena se define como aquella parte de un sistema transmisor o 
receptor diseñada específicamente para radiar o recibir ondas 
electromagnéticas. Si bien sus formas son muy variadas, todas las antenas 
tienen en común el ser una región de transición entre una zona donde existe 
una onda electromagnética guiada y una onda en el espacio libre, a la que 
puede además asignar un carácter direccional, (Cardama, [5]). 
 24 
Cada aplicación y cada banda de frecuencias presentan características 
peculiares que dan origen a unas topologías de antenas muy diversas. En una 
forma resumida, los tipos más comunes se pueden agrupar en tres bloques: 
1. Antenas alámbricas. Se caracterizan por estar construidas con 
hilos conductores que soportan las corrientes que dan origen a los 
campos radiados. Pueden estar formados por hilos rectos (dipolo, V, 
rómbicas), espiras (circular, cuadradas o de cualquier forma arbitraria) 
y hélices. 
2. Antenas de apertura y reflectores. En ella la generación de la 
onda radiada se consigue a partir de una distribución de campos 
soportada por la antena y se suelen excitar con guías de ondas. Entre 
la cuales podemos mencionar: las bocinas (piramidales y cónicas), las 
aperturas y las ranuras sobre planos conductores, y las bocas de guía. 
3. Agrupación de antenas. En ciertas aplicaciones se requieren 
características de radiación que no pueden lograrse con un solo 
elemento; sin embargo, con la combinación de varios de ellos se 
consigue una gran flexibilidad que permite obtenerlas. Estas 
agrupaciones o arreglos pueden realizarse combinando, en principio, 
cualquier tipo de antena. 
Es importante diseñar correctamente la antena, ya que si el diseño es 
eficiente, la mayor parte de la potencia va a ser radiada en forma de ondas 
electromagnéticas y solamente una pequeña fracción será disipada en forma 
de calor por la resistencia óhmica de la antena. Para lograr ello, se deben 
 25 
conocer ciertas características de la antena como: Impedancia, longitud de 
onda, ganancia, directividad, área efectiva, etc. 
El patrón de radiación de cualquier antena siempre es más fuerte en 
ciertas direcciones que en otras. Si definimos s(θ,φ,r) como la densidad de 
potencia en una cierta dirección y a una distancia r de la antena. El integral de 
s sobre una esfera cerrada nos va a dar la potencia radiada PRAD, (Hagen, 
[11]). 
(1.10) 
Además, se define directividad D como la relación entre la densidad de 
potencia radiada en una dirección, a una distancia dada, y la densidad de 
potencia radiada a esa misma distancia. 
(1.11) 
 
Otra característica que se debe conocer de la antena es la ganancia G, 
la cual esta relacionada con la eficiencia de la antena para radiar señales. G 
tiene la misma relación que la directividad, pero en lugar de PRAD, se utiliza la 
potencia incidente PINC, la cual se define como la potencia de la señal 
proveniente del transmisor en los terminales de entrada de la antena. 
      (1.12) 
 
En el caso de que la señal PINC sea igual a PRAD, tendremos que la 
directividad y la ganancia son iguales, es decir, toda la potencia del transmisor 
se ha convertido en potencia radiada. 
24
),,(),,(
r
P
rS
rD
RAD
pi
φθφθ =
24
),,(),,(
r
P
rS
rG
INC
pi
φθφθ =
∫ Ω= drrsPRAD
2),,( φθ
 26 
Otro valor importante es el área efectiva de la antena Aef, la cual nos 
define la relación de proporcionalidad entre el área de la antena y su ganancia. 
A partir de la teoría básica de antenas, se puede obtener la relación entre Aef  y 
G (Wehner, [29]). 
 
Por ejemplo en el espectro de microondas, para antenas del tipo plato, el 
valor del área efectiva esta entre 0.5 y 0.8 del área real (la antena plato de 
Arecibo es alrededor de 0.7). En el caso de VHF, el área efectiva y área real 
son aproximadamente iguales. 
 
1.3.2 TRANSMISOR 
 
Este subsistema de radiofrecuencia se encarga de amplificar en potencia 
la señal de radio frecuencia RF. En el caso de un radar pulsante 
(monoestático), las principales especificaciones de funcionamiento del 
transmisor normalmente exigidas son: Impedancia de entrada y salida, potencia 
pico de transmisión, ciclo de carga de trabajo, ancho de pulso de transmisión, y 
frecuencia de trabajo. 
Al igual que la historia del radar, los transmisores han pasado por 
distintas etapas a lo largo de su evolución tecnológica, entre las cuales 
tenemos: El tubo al vacío, el Magnetrón (Inglaterra, 1939), el Klystron de alta 
potencia (años 50), y el amplificador de estado sólido actual. 
Por lo general, los transmisores de radar son equipos grandes, pesados, 
costosos y consumidores de la mayor cantidad de potencia del radar, ya que si 
pi
λ
4
2GAef =
 27 
se desea maximizar el alcance del radar, la potencia transmitida debe 
aumentar, lo cual a su vez implica que se implementen, alrededor del 
transmisor, otros sistemas de refrigeración, protección, etc. 
En el caso del radar pulsante, la ecuación 1.5 puede incluir el ancho de 
pulso de transmisión T, entonces, se puede observar que el alcance máximo va 
a ser proporcional a Pt, Ae y T. 
TAPαr et ∗∗
4
   (1.13) 
 
1.3.3 RECEPTOR  
 
Normalmente, en la recepción de señal se tiene un conjunto de 
espectros, dentro de los cuales se encuentra la señal débil con información. 
Por ello, para garantizar la calidad de la señal detectada, el receptor debe 
cumplir ciertos requisitos: amplificación, filtrado y desmodulación de la señal. 
Un problema que siempre afrontan los sistemas de recepción es el 
ingreso de señales no deseadas en el ancho de banda del equipo, a estas 
señales no deseadas se les conoce con el nombre de interferencia; y pueden 
tener origen natural o humano. Dentro de las interferencias provenientes de la 
naturaleza tenemos: la lluvia, la nieve, las perturbaciones atmosféricas, 
tormentas eléctricas, etc. Por otro lado, dentro de las interferencias producidas 
por el hombre tenemos: equipos eléctricos, computadoras, explosiones 
nucleares, etc. (Degauque, [6]). 
 28 
La mayoría de los radares trabajan con receptores superheterodinos, 
figura 1.5, debido a que este tipo de receptores cumple con los requerimientos 
mencionados anteriormente; además, son de fácil diseño e implementación, lo 
cual hace más atractivo su uso. 
El receptor superheterodino basa principalmente su funcionamiento en el 
convertidor de frecuencia o mezclador. Este componente disminuye en 
frecuencia y fase la señal RF proveniente de la antena, para ello, mezcla la 
señal RF con la de su oscilador interno. De esta forma, se obtiene una señal de 
baja frecuencia que es más fácil de amplificar y detectar, por lo tanto se reduce 
el diseño y la implementación del receptor. 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 1.5. Esquema de un típico receptor Superheterodino 
Un importante desarrollo que mejoró la calidad de la señal en los 
sistemas de recepción es el filtro adaptado (“Matched filter”) (D.O. North, 1943), 
anexo E. Este desarrollo demostró que se puede encontrar un filtro que 
maximice la relación señal a ruido en la salida, por lo tanto, se puede mejorar la 
 29 
calidad de la señal recibida. Por ello, casi sin excepción, todo receptor de radar 
está diseñado como un “Matched filter” o una aproximación cercana. 
Por lo expuesto anteriormente, la señal que recibe un radar atmosférico 
es sólo una mínima parte de la señal transmitida, además, se tienen otros 
efectos que van a degradar la señal como: la atenuación por la distancia, la 
característica de la antena, la atenuación a través de los componentes del 
radar, la velocidad y el tamaño del objeto, etc. Por lo tanto, el retorno va a ser 
aún más débil, alrededor de -100dBm. Además, cabe recordar que la señal 
débil va a ingresar al receptor junto con las interferencias presentes en el 
medio. Por lo tanto, para garantizar la calidad de la adquisición de datos, el 
receptor debe ser capaz de eliminar estas interferencias y permitir únicamente 
la detección y amplificación de la señal extremadamente débil con información. 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
CAPÍTULO 2. RECEPTOR SUPERHETERODINO EN VHF 
2.1 RECEPTOR SUPERHETERODINO. INTRODUCCIÓN 
 
En el inicio de la historia de las telecomunicaciones, los sistemas de 
comunicación utilizaban la modulación por amplitud o AM (de las siglas en inglés 
“Amplitude Modulation”) (Hagen, [9]), es decir, la información está contenida en la 
amplitud de la señal. Por ello, estos sistemas estaban preparados para detectar la 
envolvente de la señal. En un comienzo, se utilizaron diodos de cristal como 
detectores de envolvente, y la señal detectada activaba unos audífono de 
monitoreo. Por lo explicado anteriormente, se puede observar que este tipo de 
receptores se alimentaban únicamente con la misma señal recibida, como muestra 
la figura 2.1. 
 31 
Además del diodo de cristal, este tipo de receptores incluía un circuito LC, 
el cual cumplía la función de filtro pasa banda y de adaptación de la impedancia 
de entrada del circuito de recepción, como muestra la figura 2.1. 
Antena
Sintonía Diodo Audifono
 
Figura 2.1. Diagrama de un receptor tipo detector 
Sin embargo, este tipo de receptor resultaba ineficiente por varias razones; 
primero, se necesitaba una antena de considerable dimensión; segundo, en el 
caso de reemplazar el audífono por un parlante, se necesitaba de una etapa 
adicional de amplificación; y tercero, la potencia de la señal recibida debía ser alta, 
del orden de los milivatios, ya que el diodo detector tiene comportamiento 
cuadrático con pequeña señal. 
Posteriormente, se soluciona la falta de ganancia con la invención de los 
tubos al vació, inclusive, si era necesaria más ganancia, se podían configurar los 
amplificadores en serie o cascada hasta obtener la amplificación deseada. 
Luego, se desarrollo un receptor que contaba con la ganancia necesaria, 
además de lo anterior, estos amplificadores estaban sintonizados, por ello se les 
llamo receptores TRF (del inglés “Tuned Radio Frecuency”). 
 32 
Sin embargo, la mayor desventaja del receptor TRF era la complicada 
sintonía de los amplificadores, debido a ello, el manejo de éstos resultaba tedioso 
y difícil. Por esta razón, el operador tenía que usar una carta o gráfico de sintonía 
para poder manejar los amplificadores. 
En la figura 2.2 se muestra un receptor TRF, el cual incluye dos 
amplificadores en cascada y dos filtros pasa banda. Otra característica de estos 
receptores era que los inductores y capacitores eran variables, de tal forma que el 
operador pudiera controlar la sintonía de los amplificadores y el ancho de banda 
(cercano a 10 KHz). 
Por lo expuesto anteriormente, los receptores TRF no facilitaban las 
comunicaciones; pero, en 1917, estos problemas se resolvieron con la invención 
del circuito superheterodino. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 2.2. Esquema de un receptor TRF 
 33 
2.2 RECEPTOR SUPERHETERODINO EN VHF. PRINCIPIO DE 
FUNCIONAMIENTO 
 
Por definición, el receptor superheterodino es aquel en que las oscilaciones 
de la onda transmitida se combinan con las de un oscilador local para obtener una 
oscilación de frecuencia intermedia fija, utilizada para amplificar la señal (RAE, 
[19]). 
El primer circuito superheterodino fue inventado por Edwin H. Amstrong en 
1918, quien combino los principales elementos de los receptores TRF y los 
conversores de frecuencia (mezcladores). El elemento principal de este receptor 
es el mezclador, el cual traslada la señal de la antena a una frecuencia intermedia 
FI, en consecuencia, se simplifica el diseño electrónico de las etapas posteriores a 
la detección, como muestra la figura 2.3. 
Antena
Etapa previa
de
amplificación Mezclador
oscilador
local
Amplificador
de la etapa
intermedia
Segundo
detector
AF
Amplificador
de audio
parlante o
audífono
Frecuencia
Intermedia
Sin(wRF.t + φeco)
Sin(wLO.t + φLO) Sin((wLO - wRF).t - (φLO-φeco))
 
Figura 2.3. Diagrama de un receptor superheterodino 
 34 
)sin(*)()cos(*)()( wttbwttatf +=
( ))2sin(*)()2cos(*)(*
2
1
2
)()( wttbwttatatf D ++=
En el caso de un radar atmosférico, el receptor superheterodino sólo va a 
detectar las componentes en fase y cuadratura de la señal captada por la antena. 
Para entender este mecanismo, se puede representar el proceso de detección de 
la señal de banda angosta con la siguiente expresión matemática. 
       (2.1) 
Como se observa en la ecuación 2.1, la información esta contenida en las 
señales a(t) y b(t), entonces si conocemos ω, se podrán determinar estas 
incógnitas. 
Además, sabemos que un mezclador con entradas f1(t) y f2(t) genera una 
serie de armónicos, dentro de las cuales tenemos el producto f1(t)•f2(t). Entonces, 
si f1(t) esta dado por la ecuación 2.1 y f2(t) es multiplicado por cos(ωt) 
obtendremos: 
)sin()cos()()(cos)()cos()()( 2 wtwttbwttawttftf D +=∗=  
Utilizando relaciones trigonométricas conocidas obtendremos: 
[ ] ( ))2sin(*)()2cos(*)(*
2
1
2
)()2sin(
2
)()2cos(1
2
)()( wttbwttatawttbwttatf D ++=∗++=
  
        (2.2) 
De esta forma, se obtiene la señal detectada fD(t). 
Luego, si la señal fD(t) pasa por un filtro de ancho de banda mucho menor 
que ω , entonces obtendremos la parte real de la señal. 
2
)()( tatf
xD =        (2.3) 
 35 
De la misma forma, si utilizamos sin(wt) en el proceso anterior obtendremos 
la parte imaginaria de la señal. 
2
)()( tbtf yD =        (2.4) 
En resumen, el proceso de detección en el radar genera los componentes 
reales e imaginarias de la señal proveniente de la atmósfera. 
Los receptores superheterodinos pueden clasificarse de acuerdo al número 
de osciladores que utiliza. Cuando utilizan más de un oscilador se les sigue 
llamando superheterodinos y cuando tienen un único oscilador se les llama 
superheterodinos de conversión directa u homodinos. 
Una ventaja de los receptores superheterodinos es la cancelación de la 
frecuencia imagen (Orr, [16]), la cual aparece debido a que el mezclador no sólo 
genera la diferencia de las frecuencias, sino también un conjunto de señales 
armónicas que son múltiplos de la frecuencia de la señal y del oscilador (anexo D). 
Por ejemplo, en los receptores antiguos del ROJ, se tienen dos osciladores 
de 80 y 30 MHz (figura 2.4). En la primera etapa de detección, la señal de 50 y 
80MHz generan las señales de 130 y 30 MHz. Luego, en la segunda etapa de 
detección, estas señales se mezclan con el oscilador de 30MHz. Entonces, se 
generan las frecuencias imágenes de 160, 100, 60 MHz, además de la señal 
detectada en banda base. Se puede observar que las frecuencias imágenes (160, 
100 y 60 MHz) están alejadas de la señal en banda base, en consecuencia, se 
puede garantizar que la señal no será distorsionada por las mismas frecuencias 
imágenes generadas. 
 36 
En el caso de utilizar un receptor homodino, se generan requerimientos 
adicionales, debido a que toda combinación de señales deseada y no deseadas 
con el oscilador del mezclador y sus armónicos puede producir señales en la 
misma frecuencia intermedia del receptor. 
Para evitar ello, se tiene que cumplir ciertos requisitos como: mejorar el 
aislamiento electromagnético o apantallamiento, seleccionar la adecuada 
selectividad delante de la etapa del mezclador, y disponer de componentes con un 
alto nivel de intermodulación IP3. 
A pesar de las desventajas explicadas anteriormente, el receptor homodino 
tiene las ventajas de simplicidad de diseño, menor cantidad de componentes y 
menor costo. 
 
Figura 2.4. Diagrama de conversión con dos osciladores para eliminar la 
frecuencia imagen 
 37 
2.3 PARAMETROS DE FUNCIONAMIENTO DE UN RECEPTOR 
SUPERHETERODINO 
 
El funcionamiento de un receptor se puede describir principalmente, según 
Hagen [9], a partir de tres especificaciones básicas: sensibilidad, selectividad y 
amplificación. La selección adecuada de éstos nos garantizará que el receptor va 
a reproducir adecuadamente la señal recibida (fenómenos atmosféricos, audio, 
video o datos). 
La primera especificación es la sensibilidad, la cual nos indica la capacidad 
de receptor para procesar señales débiles. Esta especificación es muy importante, 
ya que el radar atmosférico va a captar señales extremadamente débiles, por 
ejemplo, el ruido del cielo. 
La siguiente especificación es la selectividad, la cual nos indica la 
capacidad del receptor para extraer la señal que nos interesa de un medio que 
presenta interferencias. Es decir, el receptor debe eliminar los espectros no 
deseados, de esta forma, se va a evitar la distorsión de la señal que contiene la 
información. Estas interferencias pueden tener origen natural (tormentas 
eléctricas) o humano (emisoras de radio/televisión, motores eléctricos, celulares, 
etc.). 
La última especificación es la ganancia, la cual esta relacionada al máximo 
y mínimo nivel de señal que va a requerir el sistema de adquisición. La selección 
adecuada de la ganancia va a evitar la saturación y activar los bit’s menos 
significativos del ADC. De esta forma, se garantizará la linealidad del receptor en 
cierto rango de voltajes, también conocido como rango dinámico. 
 38 
2.3.1 Sensibilidad 
 
La sensibilidad nos da la medida del ruido interno del receptor, es decir, 
este parámetro nos va a indicar la capacidad de respuesta del receptor a muy 
pequeñas excitaciones de señal. Debido a que los equipos electrónicos también 
son fuentes de ruido, la señal que va a ingresar al receptor debe ser mayor a su 
ruido interno, de lo contrario, la señal no va a poder ser detectada. En otras 
palabras, la sensibilidad nos va a permitir conocer cuan ruidoso es el receptor y 
cuan pequeña puede ser la señal que va a captar. 
El ruido puede provenir de fuentes externas (Degauque, [6]) (atmósfera, 
galaxia, actividad solar, etc.) o puede tener origen interno en el mismo radar 
(antena, receptor, transmisor). En el caso de los radares atmosféricos, el ruido de 
origen externo entrega información valiosa para el investigador; mientras que, el 
interno limita la capacidad de recepción del radar. 
Desde el inicio de las investigaciones con radar, se ha observado una clase 
de señal aleatoria, la cual no tiene origen humano. Por ello, esta señal fue 
conocida como fluctuación espontánea (Van der Ziel, [26]). Sin embargo, luego, se 
cambio este nombre por el de ruido, debido a los efectos acústicos que 
acompañaban a estas fluctuaciones en los receptores. 
A la medida de la sensibilidad se le conoce como “Figura del Ruido” NF, del 
termino ingles “Noise Figure”, y se define como el grado de aproximación de un 
receptor real a uno “perfecto” (libre de ruido interno). La NF se define como (Orr, 
[15]): 
    (2.5) 
too
i
/NS
S/kTB
SNR
SNR
==NF
 39 
Donde S es la potencia de señal de la fuente disponible; So, la potencia de 
señal disponible del receptor; No, la potencia del ruido del receptor; kTB, la 
potencia de ruido térmico; K, la constante de Boltzman (1.38*10-23 joule/°K); T, la 
temperatura (°K) del equipo; y B, el ancho de banda del componente. 
Si desarrollamos la ecuación 2.5 obtendremos: 
 
Donde G es la ganancia del receptor, Nn  es el ruido interno del receptor y Ni 
es el ruido térmico de la entrada. Luego, si definimos Ng como el ruido térmico 
amplificado (figura 2.5), se obtiene la relación 2.6 (Berkowitz, [4]). 
     (2.6) 
Ri
Nn
N i
Ro
Receptor
ruidoso de
ganancia G
Ng=Ni*G
 
Figura 2.5. Circuito equivalente de un receptor ruidoso 
Se puede observar en la ecuación 2.6 que la figura de ruido NF es 
independiente del ruido de la carga Ro. Pero, NF es dependiente del ruido 
amplificado Ng y el ruido interno del receptor Nn, por lo tanto, como Ni contiene la 
información y G es la ganancia constante, se trata de disminuir Nn escogiendo 
componentes de bajo ruido. 
g
gn
g
t
N
NN
N
N +
==NF
i
in
in
i
to N*
N*N
)N*S/(N*G
S/N
/NS
S/kTB
G
G
G
NF +=
+
==
 40 
Para reducir el análisis del receptor, éste puede ser modelado como un 
receptor perfecto y una fuente de ruido externo, como muestra la figura 2.6. 
 
Figura 2.6. Circuito equivalente de un receptor sin ruido 
Asimismo, la nueva fuente de ruido externo puede hacerse equivalente al 
ruido térmico producido por una resistencia a una temperatura Te, la cual va a ser 
igual a Ta*(NF-1), como muestra la figura 2.7. 
 
Figura 2.7. Temperatura equivalente del receptor 
En el caso de tener un receptor perfecto, el factor de ruido es igual a uno y 
Te es igual a 0°K. Pero en la vida real, cada componente del receptor 
(amplificador, mezcladores, etc.) es un generador de ruido, por lo tanto, la NF 
siempre será mayor a uno. 
 41 
El receptor del radar atmosférico requiere niveles altos de amplificación, por 
ello, se utilizan los amplificadores en cascada. Entonces, la NF del subsistema de 
recepción debe ser calculada para el arreglo completo de amplificadores. 
En el receptor, la figura del ruido equivalente NFeq depende de los factores 
de ruido de cada amplificador (figura 2.8). Sin embargo, se observa en la ecuación 
2.8 que el NFeq depende principalmente del NF del primer amplificador; puesto 
que los NF’s de los otros amplificadores son divididos por sus ganancias. 
 
Figura 2.8. Factor de ruido de los amplificadores en cascada 
         (2.8) 
En conclusión, para garantizar la sensibilidad del subsistema de recepción, 
el primer amplificador del receptor debe ser de muy bajo ruido o LNA (Low Noise 
Amplifier). 
Una etapa importante en el subsistema de recepción es la medición de la 
NF, para lo cual se utiliza un generador de ruido y un medidor de bajas potencias. 
El generador de ruido esta constituido por un diodo (estado sólido o tubo al 
vacío), el cual esta polarizado en forma directa, y para cambiar la temperatura del 
diodo, se hace circular corriente continua proveniente de una fuente de corriente 
controlable (figura 2.9) (Van der Ziel, [27]). 
12121
3
1
2
1eq
...
1
...
11NF
−
−
++
−
+
−
+=
n
n
GGG
NF
GG
NF
G
NFNF
 42 
 
 
 
 
 
 
Figura 2.9. Disposición de los equipos para la medición de la NF 
En efecto, el diodo se puede modelar como una fuente de corriente eficaz 
(figura 2.10), la cual se puede variar en función de la corriente continua que circula 
por él. 
 
 
 
 
 
Figura 2.10. Equivalencia del diodo a una fuente de corriente eficaz 
Esta fuente de corriente eficaz cumple la relación 2.9 (Van der Ziel, [28]). 
     (2.9) 
Donde e es la carga del electrón (1.60*10-19 Coulomb); Id, la corriente 
continua que circula por el diodo en polarización directa; y B, el intervalo de 
frecuencia o ancho de banda de ruido del componente. 
Además, para lograr la máxima transferencia de potencia, el generador de 
ruido cuenta con una resistencia interna en paralelo de 50 ohmios. Entonces, junto 
= n
2 B***2 dIei =dI
50Ωgeneradorde corriente
medidor de
voltaje rms
Amplificador
ruidoso
i/2
i/2i
diodo
Generador de ruido
B***22 dIei =
 43 
con la impedancia de entrada del equipo, el circuito se comporta como un divisor 
de corriente (figura 2.11). 
 
Figura 2.11. Divisor de corriente eficaz del generador de ruido 
Entonces, la potencia de ruido que se entrega al receptor es: 
     (2.10) 
Luego, si se eleva al cuadrado la corriente eficaz en la ecuación 2.10. 
     (2.11) 
Entonces, se reemplaza 2.11 en 2.10. 
     (2.12) 
Se observa que podemos igualar la ecuación 2.12 con la potencia térmica. 
 
Por lo tanto, se obtiene la relación entre T y la corriente directa Id. 
     (2.13) 
Por ejemplo, para una carga de 50 ohmios, se reemplazan los valores de 
las constantes y se obtiene la relación 2.14. 
4
*
2 RiP =
2
***
4
*
2 RBIeRiP d==






=
K
ReIT d
*2
*
*
B***22 dIei =
KTB
RBIe d
=
2
***
 44 
     (2.14) 
Usualmente, en las especificaciones de los componentes electrónicos, la 
NF se entrega en dB, por ello, se utiliza la relación 2.15, la cual nos entrega la 
relación entre NF e Id (Van der Ziel, [27]). 
      (2.15) 
Para R igual a 50 ohmios, se obtiene la NF en función de la corriente de Id. 
       (2.16) 
Por ejemplo, el ruido mínimo de la galaxia es cercano a 2000°K, lo cual 
equivale a una corriente de 7mA o 8.45dB. Por lo tanto, el primer amplificador se 
debe escoger con una NF menor a 8.45dB. 
En la figura 2.15 se muestra la curva de ruido de la Galaxia de 6 de enero 
del 2001, donde se puede observar la equivalencia entre corriente y temperatura 
en los ejes verticales. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 2.12. Curva del ruido de la Galaxia 
290*)(1.289855* mAIIT dd ≈=
RIRI
TK
eNF dd **20*
**2
≈=
[ ] [ ])(log*1050**20log*10 mAIINF dd ==
 45 
2.3.2 Selectividad 
 
Otro parámetro utilizado en la recepción es la selectividad, la cual nos 
indica la aptitud del receptor para distinguir entre la señal deseada y las señales 
de frecuencias adyacentes muy próximas (Orr, [17]), especialmente aquellas 
cercanas a la señal con información. 
Tres son los conceptos necesarios para definir la selectividad: ancho de 
banda, selectividad de falda e Insertion Loss, como muestra la figura 2.13. El 
conocimiento de estas especificaciones nos permitirá describir completamente el 
filtro, por lo tanto, nos llevara a la selección del filtro adecuado. 
En forma teórica, el ancho de banda B (Skolnik, [23]), se define de la 
siguiente forma: 
     (2.17) 
 
Donde H(f) es la respuesta característica en frecuencia del amplificador, y f0 
es la frecuencia que genera la máxima respuesta, la cual usualmente se encuentra 
en la mitad del ancho de banda, como muestra la figura 2.13. 
En forma practica, el ancho de banda B del receptor se puede aproximar al 
ancho espectral que se encuentra a 3dB por debajo de la máxima respuesta del 
filtro, este criterio es una buena aproximación a la formula 2.17. 
El ancho de banda se debe seleccionar cuidadosamente por dos razones. 
Primero, debe ser lo suficientemente amplio para dejar pasar la señal y sus 
bandas laterales, puesto que se desea una reproducción fidedigna de la señal. 
Segundo, debe ser lo suficientemente angosto para evitar el ingreso de señales no 
2
0
2
)(
)(
fH
dffH
B
∫
∞
∞−
=
 46 
deseadas (interferencia, íntermodulación, frecuencia imagen, etc.), puesto que se 
desea una reproducción sin distorsiones de la señal. 
La selectividad de falda, o grado de atenuación para una señal recibida en 
una frecuencia separa de la frecuencia central de recepción, nos da la información 
de la velocidad de incremento de la atenuación del filtro. Usualmente, se 
selecciona la selectividad de falda para 50 o 60 dB de caída por debajo de la 
máxima respuesta del filtro. 
El Insertion Loss es la perdida de señal en el ancho de banda del filtro, 
usualmente, y tiene valores de 2 a 6dB. Esta especificación es muy importante, ya 
que, afecta al mínimo de señal que va ingresar al receptor, por lo tanto, afecta 
también a la sensibilidad. 
 
Figura 2.13. Respuesta típica de un filtro pasabanda 
 47 
2.2.3 Ganancia 
 
El último parámetro utilizado en los receptores es la ganancia, el cual nos 
indica el nivel de amplificación que necesita el receptor para obtener niveles 
adecuados de señal para las siguientes etapas de adquisición. En los receptores 
superheterodinos, la amplificación se define para las dos etapas del receptor: RF y 
FI. 
En el caso de señal RF, la mayor amplificación se realiza aquí, por ello, 
usualmente, se selecciona el arreglo de amplificadores en cascada. En esta etapa 
las ganancias son constantes, por ello se utiliza un atenuador entre los 
amplificadores, de esta forma se controla la ganancia del arreglo y se evita la 
saturación de los amplificadores. 
En el caso de señal FI, la amplificación se especifica en el filtro activo 
pasabajos, esta etapa se utiliza principalmente para acondicionar la señal 
detectada para el conversor análogo digital. 
Por lo expresado anteriormente, la amplificación y la sensibilidad nos 
permitirán definir el rango dinámico del equipo, el cual va a ser importante para 
conocer la linealidad del receptor. 
El margen o rango dinámico de un receptor nos indica los valores 
superiores e inferiores de voltaje en la salida del receptor. Dentro de este rango, la 
señal es una replica amplificada y sin distorsión de la señal de entrada. 
Como se explico anteriormente, los extremos del rango dinámico están 
definidos por la ganancia y la figura del ruido. Por un lado, el extremo inferior del 
rango dinámico depende del ruido interno del receptor. Y por otro lado, el extremo 
 48 
superior del rango dinámico depende de la distorsión por íntermodulación, 
modulación cruzada y la compresión de la ganancia, como muestra la figura 2.14. 
 
Figura 2.14. Margen dinámico de señal 
 
2.4 REQUISITOS QUE DEBE CUMPLIR UN RECEPTOR SUPERHETERODINO 
Los principales requisitos que debe cumplir el receptor son los siguientes: 
figura de ruido, ancho de banda y margen dinámico de ganancia. 
En el caso de la figura de ruido, por debajo de 30 MHz aproximadamente, el 
factor limitante en la recepción de señal es el ruido externo. Mientras que en el 
caso del radar atmosférico VHF, el factor limitante en la recepción de señal es el 
ruido interno del receptor. 
Por ejemplo, el factor de ruido de un buen receptor en HF esta comprendido 
entre 5 y 15 dB. Sin embargo, tener un mejor factor de ruido es de poca utilidad, 
ya que nivel de ruido atmosférico es elevado. En el caso de VHF, los factores de 
ruido muy bajos son extremadamente útiles, ya que, el nivel externo de ruido 
 49 
atmosférico es muy bajo. Normalmente, el NF se especifica en valores de dB, 
siendo 0dB el valor del receptor perfecto. Por ello en VHF, se escogen valores de 
NF bajos, menores a 5dB, en los componentes que se van a utilizar. 
En el caso del ROJ, las señales que captan el radar son extremadamente 
débiles (-100dBm), por lo tanto, el receptor debe tener una figura de ruido menor a 
7mA o 8.45dB. 
En el caso del ancho de banda, el filtro se escoge de acuerdo a la etapa del 
receptor en que se encuentre. En el caso de señal RF, para evitar la perdida de 
señal, se escoge un ancho de banda equivalente al de la antena y la línea de 
recepción. Por ejemplo en el ROJ, se utilizan filtros de cristal de 4 MHz para 
eliminar señales cercanas, como canal 2 (55.5MHz). En el caso de señal IF, se 
utilizan filtros pasabajos, los cuales deben ser programados de acuerdo al 
experimento, por ello, éstos son diseñados como filtros adaptados; es decir, el 
ancho de banda es proporcional al ancho de pulso de transmisión. 
En el caso del margen dinámico de ganancia, por la experiencia en 
observaciones de fenómenos estudiados en el ROJ, el receptor superheterodino 
debe tener un rango dinámico mayor a 80dB para que las señales que capten se 
encuentren en la zona lineal de amplificación, ya que fenómenos, como Spread F 
o Electrochorro ecuatorial, generan retornos de señal alrededor a 80dB encima del 
ruido. 
  
 
 
 
 
 
 
 
CAPITULO 3. DESCRIPCIÓN DEL SISTEMA DE RECEPTORES 
CONSTRUIDOS EN EL RADIO OBSERVATORIO DE 
JICAMARCA. 
3.1 INTRODUCCIÓN 
 
El radar atmosférico se ha convertido en un poderoso instrumento para 
los investigadores de la época actual. En efecto, su utilización para la 
investigación de la atmósfera ha aumentado de forma continua. Como 
consecuencia, se ha facilitado el trabajo del investigador para la modelación y 
predicción del comportamiento de los fenómenos que ocurren en el ambiente. 
En los últimos tiempos, la necesidad de adquirir información de manera 
continua exige nuevos requerimientos al radar atmosférico. En el caso del radar 
de JULIA, los requerimientos exigidos son: 
1. Disponer de un sistema digital de procesamiento-control. 
 51 
2. Poseer un conjunto de transmisores de baja potencia. 
3. Poseer un sistema de recepción confiable y configurable. 
4. Ser de fácil mantenimiento y configuración. 
Respecto a los requisitos exigidos al sistema de recepción 
(mantenimiento y configuración), éstos se deben añadir a los requisitos de 
funcionamiento (amplificación, sensibilidad y selectividad). 
Cada fenómeno observado por el radar presenta características únicas 
en su comportamiento (altitud del evento, espectro de la señal, potencia 
emitida, etc.); por ello, como se explicó en capítulo uno, para mejorar la señal 
recibida, se necesita optimizar los parámetros de funcionamiento del radar 
(sensibilidad, ganancia y selectividad). De esta forma, se van a evitar 
problemas como: aliasing, baja relación señal a ruido, saturación de los 
amplificadores del receptor, etc. De los tres parámetros de funcionamiento del 
receptor, dos de ellos deben ser configurados de acuerdo al experimento que 
se realice: ganancia y selectividad. Por ello, el subsistema de recepción debe 
estar diseñado para poder controlar la ganancia y el ancho de banda. Ya que, 
ello va a evitar la saturación del receptor y mejorar la relación señal a ruido. 
Por ejemplo, cuando se tiene señal fuerte en potencia, como en el caso 
de la Spread-F, el cual tiene una potencia de 80 dB encima del ruido, es 
necesario aumentar la atenuación y el ancho de banda del receptor (20µs). Y 
cuando se tiene señal débil en potencia, como en el caso de los Ecos de 150 
Kilómetros, el cual tiene una potencia de señal de 5 a 10 dB encima del ruido, 
es necesario disminuir la atenuación y el ancho de banda del receptor (20µs). 
 52 
3.2 ESTRUCTURA DEL RECEPTOR SUPERHETERODINO DEL 
SISTEMA JULIA 
 
El radar de JULIA utiliza cuatro receptores superheterodinos, también 
conocidos como homodinos o de conversión directa, (Orr, [15]), ya que esta 
configuración sólo maneja un oscilador maestro, y por lo tanto, la señal es 
convertida directamente a banda base. 
El receptor de JULIA (figura 3.1) esta formado principalmente por dos 
bloques funcionales: Detector y Filtro en banda base. Ambos bloques disponen 
de líneas de control digital; una para la atenuación en el Detector y otra para el 
ancho de banda del filtro pasabajo. 
En la primera etapa, la señal RF proveniente de la antena ingresa al 
módulo Detector, el cual realiza principalmente las siguientes funciones: 
amplificación, filtrado y mezcla. Inicialmente, la señal RF es amplificada y 
filtrada, luego, ésta es mezclada con el oscilador local; el resultado de este 
proceso es la diferencia de fases entre los operadores, por ello a este proceso 
se le conoce como Detección de Fase. Como es necesario obtener las 
componentes en cuadratura de la señal, la señal del oscilador local es 
desfasada en 0° y 90°, es decir, en el proceso de detección se van a obtener 
las componentes real e imaginaria del eco. 
En la segunda etapa, la señal proveniente del módulo Detector ingresa 
al Filtro en banda base, el cual realiza principalmente las funciones de filtrado y 
amplificación. Inicialmente, la señal proveniente del modulo detector ya viene 
filtrada, pero ella tiene un ancho de banda fijo, normalmente en el ROJ es 4 
MHz. Sin embargo, esta señal no esta adaptada al ancho del pulso de 
 53 
transmisión, por ello, se requiere de una nueva etapa de filtro. De esta forma, 
se consigue mejorar la relación señal a ruido (Anexo E: filtro adaptado). En el 
caso de JULIA, se ha utilizado un filtro Bessel pasa bajo de segundo orden; 
una ventaja de este diseño es la selección de cuatro valores de ancho de 
banda; los cuales se pueden programar de acuerdo al experimento; para 
realizar ello, se utiliza un circuito con conmutadores análogos. 
Como se explicó anteriormente, el receptor homodino tiene varias 
ventajas: diseño simple, construcción fácil, configuración sencilla, costos 
relativamente bajos, e instalación fácil. Sin embargo, también exige mayores 
requerimientos de aislamiento electromagnético EM, para evitar 
retroalimentación de señal en las etapas de amplificación y garantizar la 
inmunidad ante la presencia de interferencias. 
 
Figura 3.1. Bloques funcionales de un receptor Homodino 
 54 
3.3 BLOQUES FUNCIONALES. DESCRIPCIÓN 
 
Como se describió anteriormente, los receptores de JULIA constan 
principalmente de dos bloques funcionales: Detector y Filtro en banda Base. 
Ambos bloques cumplen las funciones de amplificación, filtración en RF, 
detección, y filtración en IF. El funcionamiento adecuado de estos bloques 
garantizará los requerimientos exigidos al subsistema de recepción. 
El módulo Detector es la primera etapa en el procesamiento de la señal 
recibida (figuras 3.2 y 3.3); donde la señal RF es amplificada, filtrada y 
detectada. Para ello, la señal tiene que pasar por los siguientes procesos: 
1. La señal proveniente de la antena ingresa a un filtro LC pasabanda F1, 
este filtro se utiliza debido a su amplio ancho de banda y bajo Insertion Loss, 
por tanto, no afecta la señal débil. 
2. La señal filtrada ingresa a un amplificador de banda ancha A (Motorola 
MHW592), el cual tiene una ganancia de 30dB. 
3. La señal amplificada es filtrada en un filtro pasa-banda (Lark Engineering 
XMC-50-4-4M), el cual tiene 50 MHz de frecuencia central, 3dB de Insertion 
Loss, y 4 MHz de ancho de banda. 
4. Luego, la señal nuevamente es amplificada 30 dB en un MHW592. 
5. Posteriormente, la señal es reducida en un atenuador digital de 
Minicircuits (ZSAT-31R5), el cual atenúa de 0 a 31.5 dB. De esta forma, se 
mantienen la linealidad de la ganancia en las siguientes etapas de recepción. 
6. La señal es filtrada nuevamente en un XMC-50-4-4M. 
7. A continuación, la señal es amplificada 25dB en un MHW592. 
 55 
8. Entonces, la señal amplificada y filtrada ingresa a un divisor de potencia 
(Minicircuits PSC-2-1), donde se divide en dos señales que tienen la misma 
fase y nivel de potencia. 
9. Mientras tanto, la señal del oscilador local ingresa a un divisor de 
potencia (Minicircuits PSCQ-2-70), donde es dividida en dos señales que estan 
en cuadratura, desfasadas 90º una respecto a la otra. 
10. Las señales provenientes del PSC-2-1 ingresan a la etapa de detección, 
donde van a generarse las componentes real e imaginaria de la señal. 
11. La componente real se obtiene mezclando, en el detector de fase DF 
(Minicircuits RPD1), la señal proveniente del PSC-2-1 y la del oscilador local. 
12. La componente imaginaria se obtiene mezclando en el DF la señal 
proveniente del PSC-2-1 y la señal en cuadratura del oscilador local. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 3.2. Diagrama del módulo detector de JULIA 
 56 
Figura 3.3. Diagrama esquemático del módulo detector de JULIA 
 57 
El módulo de Filtro en banda base es la segunda y última etapa en el 
proceso de recepción (figuras 3.4 y 3.5), en ella, la señal IF es amplificada y 
filtrada. Para realizar ello, la señal va a seguir los siguientes pasos: 
1. Se utiliza el filtro activo Bessel pasabajos de segundo orden, el cual 
cuenta con líneas de control de ancho de banda, control de nivel DC y 
control de ganancia. 
2. Se selecciona el ancho de banda deseado, para ello, se tiene dos líneas 
de control que ingresan al decodificador 74LS139. 
3. Las salidas del decodificador activan los interruptores CMOS AD7511 y 
seleccionan la frecuencia de corte fc, Anexo B.  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 3.4. Diagrama de bloques del filtro Bessel de JULIA 
 58 
 
Figura 3.5. Diagrama esquemático del filtro Bessel de JULIA 
 59 
3.4 ESTRUCTURA DEL OSCILADOR MAESTRO 
 
El oscilador maestro es el equipo donde se generan las señales de RF 
para los procesos de transmisión y recepción. Para activar éstos, el oscilador 
maestro debe generar dos clases de señales de RF: continua y pulsada. 
Por un lado, la señal continua de RF va a ser necesaria para el proceso 
de detección en los receptores, ya que va a servir como la fase de referencia. 
Por otro lado, la señal pulsada de RF va a ser usada en el proceso de 
amplificación de potencia en el transmisor. 
Por ello es importante tener control sobre estas señales, ya que de ellos 
depende el funcionamiento del radar. Por un lado, se va a controlar la duración 
de la RF transmitida, de tal forma que no se exceda los límites de 
funcionamiento del tubo de salida del transmisor, de lo contrario se puede 
dañar. Por ejemplo, en los transmisores de alta potencia del ROJ, el máximo 
ancho de pulso es 2 ms y el máximo ciclo de trabajo es 5%. Por otro lado, se 
va a controlar el desfase de la señal RF (0° o 180°), tal como se muestra en el 
diagrama 3.6, de tal forma que se genere correctamente el código deseado, de 
lo contrario no se va a poder descifrar la información de la señal recibida. 
Para poder realizar estas funciones, el oscilador maestro debe contener 
dos módulos: Control y Oscilador. El primer módulo esta preparado para 
transformar las señales de control TX y COD, las cuales son señales TTL 
generadas por el controlador de radar CR, a niveles de voltaje que puedan ser 
aceptados por los componentes del módulo Oscilador. Mientras que el segundo 
módulo contiene el oscilador de 49.92MHz y los componentes que van a 
generar las señales RF continuas y pulsadas. 
 60 
En el módulo de Control, las señales TX y COD van a generar TX1 y 
COD1 respectivamente, los cuales tienen niveles de +/- 12VDC. Luego, la 
señal TX1 va a controlar la conmutación de los interruptores de RF (VARI-L 
SS50); mientras que la señal COD1, el desfase a través del mezclador 
(Minicircuits SRA-1). El módulo de control se implemento utilizando 
amplificadores operacionales (Intersil HA3-2525), los cuales cumplen con los 
requerimientos de ancho de banda y la respuesta al cambio de voltaje en el 
tiempo (Slew Rate). 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 3.6. Diagrama de los pulsos de control y las señales generadas 
en el oscilador maestro 
Además, en el módulo del Oscilador, se genera la señal de referencia de 
Oscilador Local OL y la RF pulsada, como muestra la figura 3.7. El principal 
componente de este módulo es el oscilador de 49.92MHz (Vectron CO233T-R). 
TX
COD
RF
CODIFICADA
OSCILADOR
LOCAL
0O 180O 0O
 61 
La señal del OL es dividida en el acoplador direccional (Minicircuits PDC-10-1) 
en dos líneas: principal y acoplada (10dB). 
Por un lado, la señal principal se reparte a los receptores en los divisores 
de potencia (Watkins & Johnson H5A). Por otro lado, la señal acoplada se 
utiliza para generar la RF pulsada, asimismo, ésta es controlada por las líneas 
COD1 y TX1. Donde, COD1 maneja el mezclador SRA-1; mientras TX1, los 
interruptores SS-50. Luego, la señal RF pulsada es amplificada en el MHW592. 
De esta forma, la señal es repartida a los receptores y los transmisores, como 
muestran las figuras 3.7 y 3.8. 
 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 3.7. Diagrama del módulo del oscilador maestro de JULIA 
 62 
 Figura 3.8. Diagrama esquemático del módulo del oscilador maestro de JULIA 
 63 
3.5 CONFIGURACIÓN DEL SISTEMA CON MÚLTIPLES 
RECEPTORES 
 
Un requisito importante para el funcionamiento de un radar atmosférico 
es disponer de varias líneas de recepción, dado que se puede obtener 
información más completa del fenómeno (velocidad, dirección, potencia, etc.). 
Por ello, en el caso del sistema JULIA, se ha diseñado el subsistema de 
recepción con cuatro receptores, como muestra la figura 3.9. 
 
Figura 3.9. Diagrama del sistema de recepción de JULIA 
 64 
Para obtener un sistema de recepción que sea de fácil construcción, 
control y mantenimiento (figuras 3.10 y 3.11), se ha utilizado en todos los 
receptores el mismo criterio de diseño mecánico y electrónico. En la parte del 
diseño mecánico, se ha utilizado módulos de aluminio crudo, los cuales le 
brindan el suficiente aislamiento EM y robustez para la instalación. En la parte 
del diseño electrónico, se han utilizado los mismos componentes, en 
consecuencia, el comportamiento de los cuatro receptores va a ser muy 
parecido. Además, se va a disponer de un control de ganancia que va a ajustar 
la ganancia de 65 a 87 dB, asimismo, se va a disponer de un control de ancho 
de banda, el cual va a ajustar el ancho de banda en 2.5, 5, 10 o 20 µs. 
Cada uno de los receptores esta conectado a una línea de conmutación 
TR, la cual es una línea de transmisión de 3 metros de largo (λ/2), impedancia 
característica de 200 ohmios, y control de conmutación con Spark Gap. A 
continuación, se tiene un arreglo de diodos Shottky, el cual sirve para proteger 
la línea de recepción de la señal remanente proveniente del transmisor. Luego, 
la señal ingresa a la etapa de preamplificación, donde, se compensa la perdida 
de señal a través el cable, como muestra la figura 3.12. 
El subsistema de recepción de JULIA dispone de 26 líneas digitales que 
manejan el ancho de banda y la atenuación. Normalmente, el pulso de 
transmisión es el mismo para todas las antenas, por ello, el ancho banda para 
los cuatro receptores es el mismo y sólo es necesario tener dos líneas de 
control. Por otro lado, las potencias de señal captadas en las antenas son 
diferentes, por ello, se requiere de un control individual de atenuación en cada 
receptor, lo cual significa tener cuatro líneas de control de seis bits cada uno. 
 65
OL
IN AT
OUT AT
Señal proveniente de la
antena
ATENUADOR
IN
+5V
OUT
(OL)
OSCILADOR
LOCAL
b6 b2b5 b4 b3b7
Ax AyAyAx
+15V +15V
+5V
b0
b1
+15V
-15V
+5V
+15V -15V+5V
+15V
+5V
-15V
DivisiónDivisiones
Conector de 9 pines
de las lineas de
control
Salidas detectadas
MHW592
FUENTE DE
ALIMENTACION
2 864
1 753
2 864
1 753
2 864
1 753 28 6 4
17 5 3
RPD-1
RPD-1 PSCQ-2-70
PSC-2-1MHW592MHW592
REAL IMAGINARIO
XMC-50-4-4MM
XMC-50-4-4MM
IN
OUT
IN
OUT
IN
OUT
CH BCH A
MEZCLADOR
FILTRO BESSEL
74LS139 AD7511arreglo de
resistencias
AD7511 arreglo de
resistencias
AD7511arreglo de
resistencias
AD7511 arreglo de
resistencias
HA2-2525 HA2-2525
HA2-2525HA2-2525
Figura 3.10. Disposición de componentes en el receptor de JULIA 
 66
+15 V
Condensadores
de paso
+15V
Señal OL hacia los
receptores con
conectores SMA
TX
PHIN
COD1
+15-15
TX2 TX1
COD TX
Lineas de control
28 6 4
17 5 3
IN
OUT
2
8
6
4
1
7
5
3
2
8
6
4
1
7
5
3
Salidas hacia el
transmisor  con
conetores BNC
25
16 4 3
25
16 4 3
+15 V-15 V
CO-233T
PDC-10.1 AT-3
SRA-1 SS-50 SS-50
MHW592H5A H5A
1
2
3
4
OSCILADOR MAESTRO
CONTROL
HA2-2525 HA2-2525 HA2-2525
 Figura 3.11. Disposición de componentes en el oscilador maestro de JULIA 
 
 67 
 
Figura 3.12. Diagrama de una línea de recepción de JULIA 
 
3.6 RUTINAS PARA EL CONTROL DIGITAL DEL SISTEMA DE 
RECEPTORES SUPERHETERODINOS 
 
Es importante controlar los parámetros de funcionamiento de los 
receptores, ya que, ello nos garantizara la calidad de la señal recibida. Dentro 
de los parámetros de funcionamiento tenemos: ancho de banda, atenuación, y 
periodo de funcionamiento. Para implementar este control, se utiliza el 
controlador de radar CR de JULIA, el cual se puede programar desde la 
Computadora Personal CP. 
En el ROJ, debido a la experiencia en la observación de la atmósfera, 
las características de los fenómenos observados por el radar son bien 
conocidas. Por ello, los valores de atenuación pueden definirse en función del 
ancho de banda, es decir, sólo va a ser necesario tener el control del ancho de 
 68 
banda. Por ejemplo, en el caso de seleccionar un ancho de banda igual a 
2.5µs, se selecciona una atenuación de 16dB. 
Como se explicó anteriormente, el instrumento que nos permite controlar 
el radar es el CR, el cual contiene las siguientes tarjetas: 
1. Tarjeta serial/paralelo. Convierte los datos seriales, provenientes 
de la CP, a paralelos. 
2. Tarjeta de comando/dato. Detecta si el dato paralelo es un 
comando o dato. 
3. Tarjeta de control. Interpreta los comandos y los ejecuta. 
4. Tarjeta de memoria. Almacena y genera el patron de pulsos del 
experimento. 
5. Tarjeta de generación de pulsos. Los datos leídos de las 
memorias ingresan a esta tarjeta y generan la salida final de 
pulsos. 
6. Tarjeta de reloj. Se generan los relojes para las tarjetas de 
memorias, de control, y de generación de pulsos. 
En la tarjeta de control se tiene un decodificador de 4x16, el cual se 
utiliza para interpretar los comandos. Como cuatro de las selecciones del 
decodificador no son utilizadas, ellas se han utilizado para controlar dos flip-flop 
74LS74. De esta forma, las salidas del decodificador van hacia las líneas 
CLEAR y PRESET, a partir de ahí se generan las líneas TRC y BW, como 
muestra la figura 3.13. Inclusive, si fuera necesario tener mas líneas de control, 
se pueden utilizar las otras cuatro líneas de comandos que no son utilizadas. 
Por lo tanto, se pueden generar 16 líneas adicionales de control. 
 69 
 
Figura 3.13. Diagrama del controlador de radar de JULIA 
El programa PulseDesign, el cual esta hecho en visual C, del controlador 
de radar genera el archivo de texto Entrada.dat, el cual contiene la información 
de la secuencia de comandos y datos que va a interpretar el CR. Este archivo 
se genera de acuerdo a los datos ingresados en la ventana de programación, 
como muestra la figura 3.14. En esta ventana se puede escoger el nivel de 
salida de TRC y BW, por tanto, se van a generar los comandos que van a ser 
incluidos en Entrada.dat. Los comandos que controlan las líneas BW y TRC se 
muestran en la tabla 3.1. 
Tabla 3.1. Valores de TRC y BW generados a partir de los comandos 
enviados hacia el controlador de radar 
Comando 88 104 40 72 
TRC 0 1 - - 
BW - - 0 1 
 70 
 
Figura 3.14. Panel de control del programa PulseDesign 
Por ejemplo, si en la ventana se selecciona los campos TRC y BW, el 
programa genera los comandos 104 y 72. Luego, cuando se envía los datos al 
CR, el módulo de control va a interpretarlos y generar dos líneas de 5VDC. 
Finalmente, en la tabla 3.2, se muestra los valores de atenuación para sus 
respectivos anchos de banda. 
Tabla 3.2. Valor de las atenuaciones para sus respectivos anchos de banda 
TRC BW Atenuación(dB) 
0 0 16 
0 1 8 
1 0 4 
1 1 2 
 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
CAPITULO 4. CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS Y EVALUACIÓN 
DE RENDIMIENTO DEL SISTEMA DE RECEPCIÓN 
DESARROLLADO. 
4.1 INTRODUCCIÓN 
 
Como se describió en el capitulo tres, el sistema de recepción de JULIA 
debe funcionar de forma autónoma y confiable, por ello, el equipo debe cumplir 
los requerimientos pre-establecidos de amplificación, sensibilidad, selectividad 
y control. De esta forma, se garantizara que la señal a la salida del receptor es 
fidedigna de la entrada, no estará contaminada por interferencias presentes en 
el medio, y los parámetros de ancho de banda y atenuación son los adecuados. 
En el caso de la amplificación, ella debe seleccionarse de acuerdo a 
ciertos criterios, uno de los cuales es la excitación de los extremos del rango 
dinámico. Es decir, la ganancia debe ser lo suficiente alta para que amplifique 
 72 
el voltaje de ruido de entrada, de esta forma, se exciten los bit’s menos 
significativos del Conversor Análogo Digital CAD; asimismo, la señal mas alta 
de entrada excite los bit’s mas significativos del CAD. 
En el caso de la sensibilidad, ella depende principalmente del ruido 
térmico de los elementos del receptor y se especifica en el valor de la figura del 
ruido NF. 
En el caso de la selectividad, ella se escoge para eliminar las 
interferencias presentes en el ambiente. Como en el proceso superheterodino 
se trabaja con señales de RF e IF, por ello el tipo de filtro se escoge de 
acuerdo al tipo de señal que se va a tratar. En la etapa de RF, previa a la 
detección, se utilizan filtros pasivos pasabanda; donde usualmente se 
especifica la frecuencia central de trabajo, ancho de banda, perdida de señal o 
Insertion Loss, y atenuación a frecuencias determinadas. En la etapa de IF, se 
utilizan filtros activos pasabajos, aquí se especifica el ancho de banda, la 
ganancia y la fase. En la figura 4.1, se muestra las especificaciones y los 
componentes relacionados a éstas. 
Figura 4.1. Componentes y las especificaciones de un receptor Homodino 
 73 
)271969.1(2
1
CR
f c pi=
4.2 CARACTERÍSTICAS DE RESPUESTA FRECUENCIAL DEL 
FILTRO BESSEL 
 
Como se menciono anteriormente, el receptor debe estar diseñado para 
reproducir en forma fidedigna la señal, por ello, esta reproducción no sólo debe 
ser de la amplitud sino también de la fase. 
Para conseguir una buena respuesta en frecuencia del receptor, se 
utiliza el filtro Bessel pasabajos, ya que se le puede modificar el ancho de 
banda. Además, dependiendo del orden del filtro, se puede mejorar su 
respuesta en frecuencia y fase, sin embargo, el diseño se vuelve más 
complicado de implementar. Por ello, se escogió al filtro Bessel de segundo 
orden, ya que, este circuito cumple los requerimientos de frecuencia y fase, 
además de ser de fácil implementación y control. 
La función de transferencia del filtro pasabanda Bessel de segundo 
orden se describe en la ecuación 4.1. 
     (4.1) 
El diseño de la figura 4.2 cumple la función de transferencia de la 
ecuación 4.1, luego, resolviendo la ecuación para una caída de 3dB, se puede 
conseguir la frecuencia de corte fc. 
     (4.2) 
Se observa en la ecuación 4.2 que la frecuencia de corte del filtro Bessel 
es una función de la resistencia R y la capacidad C= 21 *CC , entonces, si 
mantenemos C1 y C2 constantes, se puede controlar el ancho de banda 
variando únicamente R. 
 
22
ooo
oo
v
wwssw
wHA
++
=
α
 74 
+
-
vi
ΩK5
xK −Ω20
y
Ω10
ΩM1
vo
v+
v
-
+
-
+
-
Ω10
x
10KΩ
( )( )
v v
K y
K
x K K y
K Mo i
= +
+



−
− +
1
10
5
15 2 20 10
20 1
Ω
Ω
Ω Ω
Ω Ω*
 
 
 
 
 
 
 
Figura 4.2. Diagrama del filtro Bessel de segundo orden 
Se puede observar en el diagrama 4.2 que el filtro Bessel no requiere de 
muchos componentes, por lo tanto, su implementación es sencilla, anexo B. 
Incluso, el cambio de ancho de banda se implementó utilizando los 
interruptores analógicos (Analog Devices AD7511). 
Este circuito también incluye una etapa de monitoreo y amplificación, 
figura 4.3, el cual esta configurado como seguidor y cumple la relación 4.3. 
 
        (4.3) 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 4.3. Diagrama de la salida del filtro Bessel 
+
-
C1R
C2
R
R (k-1)R
vi
vo
 75 
4.3 CARACTERÍSTICAS DE RESPUESTA FRECUENCIAL DEL 
SISTEMA DE RECEPCIÓN 
 
Debido a la variedad de experimentos que se toman con JULIA, el 
subsistema de recepción se diseño para 4 valores de ancho de banda, los 
cuales dependen del valor de la resistencia R (figura 4.2). Reemplazando C de 
la ecuación 4.1 por los valores de capacidad utilizados en el sistema JULIA 
obtenemos: 
/R10*404  f 6c =    (4.4) 
Se puede observar en la ecuación 4.4 que el valor del ancho de banda 
es proporcional a 1/R. En el laboratorio, las mediciones demostraron que las 
respuestas ideal y real son prácticamente iguales, como se aprecia en la tabla 
4.1. Además, en el caso de 380KHz, se escoge un valor de resistencia un poco 
menor para que se acerque al valor de 400KHz. 
Tabla 4.1. Valores de anchos de banda medidos en los receptores de 
JULIA 
 
A continuación, en la figura 4.3 se grafican las curvas reales y teóricas 
del filtro Bessel para una resistencia de 1KΩ. Se puede observar que las 
respuestas real y teórica se aproximan bastante. Además, la respuesta en fase 
Selección de ancho 
de banda 
Resistencia 
seleccionada(KΩ) 
Ancho de banda 
teórico(KHz) 
Ancho de banda 
medido(KHz) 
00 1 400 380 (~2.5 µs) 
01 2 200 200 (5 µs) 
10 4 100 100 (10 µs) 
11 8 50 50 (20 µs) 
 76 
del filtro es plana en la mayor parte del ancho de banda. Por lo tanto, se puede 
garantizar que comportamiento del filtro es cercano al ideal. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 4.4. Diagramas de la magnitud y fase del filtro Bessel ideal y real 
 
4.4 FIGURA DEL RUIDO 
 
Por lo expuesto en el capitulo 3, la especificación que nos indica la 
sensibilidad del subsistema de recepción de JULIA es la figura del ruido NF, el 
cual nos indica cuan ruidoso es el receptor, y por lo tanto, cuan pequeña es la 
mínima señal que puede ser detectada. 
 77 
Aún cuando el radar operará en un ambiente libre de ruido, de tal forma 
que ninguna fuente externa acompañe a la señal deseada, y el receptor 
estuviera libre de ruido, existe ruido no deseado proveniente de las etapas 
previas de de recepción; este ruido es conocido como térmico ó de Johnson, y 
es directamente proporcional a la temperatura de las partes resistivas del 
circuito y el ancho de banda de los componentes. 
Por ello, una medición importante de los receptores de JULIA es la 
sensibilidad, y para medir ésta se siguieron los pasos mostrados en el capítulo 
2, además. Los receptores estaban configurados con un ancho de banda de 
8µs, y una atenuación igual a cero. 
Existen varias formas para medir la figura del ruido, en el caso de los 
receptores en el ROJ, se utilizó un generador de ruido y un medidor de voltaje 
rms. El método de medición de NF consiste en medir el incremento de corriente 
para un incremento de 3 dB en el voltaje rms inicial, por lo tanto, el incremento 
en ruido del generador se hace equivalente al ruido interno del receptor, tal 
como muestra la ecuación siguiente. 
 
Los valores de las mediciones de NF se muestran en la tabla 4.2. 
Tabla 4.2. Valores de Figura del ruido medidos en JULIA 
Receptor Figura del ruido(mA) Figura del ruido(dB) Ancho de banda(µs) 
A 2 3 8 
B 2 3 8 
C 2 3 8 
D 2 3 8 
En consecuencia, los valores de NF medidos garantizan que el sistema 
de JULIA cumple la sensibilidad que se requiere. 
2
N
NN
NF
g
gn
=
+
=
gn NN =⇒
 78 
4.5 DETERMINACIÓN DE LA RESPUESTA DINAMICA EN EL 
TIEMPO 
 
Dentro de los parámetros de interés en el dominio del tiempo tenemos a 
la pendiente del voltaje respecto al tiempo ó “Slew Rate”, el cual se define 
como el tiempo que demora el equipo en alcanzar la estabilidad, por tanto, el 
intervalo que no se va obtener información útil. En la tabla 4.3 se muestra los 
valores de “Slew Rate” medidos en diferentes anchos de banda. 
Tabla 4.3. Valores de Slew Rate medidos en el receptor 
Selección de ancho de banda Slew Rate (V/ms) 
00(400KHz) 80 
01(200KHz) 160 
10(100KHz) 200 
11(50KHz) 400 
 
Por ejemplo, en el caso de de 400 KHz, se realizaron mediciones del 
tiempo de subida de señal de ruido, el pulso de subida de TX nos da la 
referencia del inicio. En los datos obtenidos se observa (figura 4.5) que 
obtenemos una señal de 10 Vpp. Además, el retardo medido es igual a 125 µs 
ó 18.75Km. En los otros casos, se observa que el Slew Rate medido aumenta 
hasta llegar al valor de 3,75Km (50 KHz). 
 
 
 
 
 
Figura 4.5. Medición del Slew Rate a 400 KHz 
80V
10V
1ms
0.125ms
 79 
REAL
IMAGINARIO
RECEPTOR
ATENUADOR
83 dB
PULSO DE
TRANSMISION TX
SEÑAL PULSADA DE
RADIOFRECUENCIA
OSCILADOR DE 49.92
MHz
INTERRUPTOR
DE RF
Otra medición hecha fue el retardo a través de todo el subsistema de 
recepción, el cual se puede medir utilizando la configuración mostrada en la 
figura 4.6. Aquí se utiliza el propio oscilador local, el cual genera la señal 
pulsada de RF, ésta ingresa atenuada al receptor, luego se observa la 
respuesta en el tiempo a la salida del receptor. 
 
 
 
 
 
Figura 4.6. Configuración de los equipos para la medición del retardo a 
través del receptor 
Las mediciones de retardo se hicieron con un RF pulsada con un ciclo 
de carga de 5% y un ancho de pulso de 40 µs. El resultado de la medición fue 
un tiempo de retardo de 1.76 y 1.4 µs en la subida y bajada respectivamente, 
como muestra la figura 4.7. 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 4.7. Diagrama de tiempos de retardos a través del receptor 
TX
RF PULSADA
SALIDA IMAGINARIA
2µs 3µs
1.76µs
1.4µs
 80 
Estas últimas mediciones se hicieron con un osciloscopio digital 
(Tektronix TDS224), y se puede apreciar los retardos de las señales de salida 
real e imaginaria del receptor en la figura 4.8. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 4.8. Imagen de la salida real e imaginaria del receptor 
 
4.6 RANGO DINÁMICO 
 
Una medición importante que relaciona la sensibilidad y la ganancia es 
el rango dinámico, este nos va a entregar el rango de valores dentro de los 
cuales la salida amplificada del receptor es una replica exacta de la entrada. En 
la figura 4.9 se observa la configuración de la amplificación en RF. Se observa 
una etapa de atenuación, la cual ayudará a controlar la ganancia y el rango 
dinámico. Con esta configuración se midieron los valores de entrada y salida 
para 0 y 32dB de atenuación, y se generó el gráfico de la figura 4.10.  
 81 
 
Figura 4.9. Configuración de amplificadores RF en JULIA 
Rango dinámico del receptor para 0dB de atenuación
-80
-60
-40
-20
0
20
40
-160 -140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0
Potencia de entrada (dBm)
Po
te
n
ci
a 
de
 
sa
lid
a 
(dB
m
)
 
Rango dinámico del receptor para 32dB de 
atenuación
-100
-80
-60
-40
-20
0
20
40
-160 -140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0
Potencia de entrada (dBm)
Po
te
n
c
ia
 
de
 
s
al
id
a 
(d
B
m
)
 
Figura 4.10. Resultados en la medición de las salidas del receptor para 0 
y 32dB de atenuación 
Tabla 4.4. Rango Dinámico del receptor para 0 y 32 dB de atenuación 
Atenuación (dB) Rango Dinámico (dB) 
0 88 
32 108 
 82 
El resultado de la tabla 4.3 nos indica que el rango dinámico es 
adecuado para todos los experimentos, ya que se puede obtener rangos de 88 
a 100dB, los cuales son superiores a 80dB que es aproximadamente la relación 
señal a ruido de Spread-F, la cual es la señal de retornos de potencia mas 
fuertes que capta el receptor. 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
CAPITULO 5. EJEMPLOS DE APLICACIÓN DEL SISTEMA DE 
RECEPTORES SUPERHETERODINOS. 
5.1 INSTALACIÓN DE LOS RECEPTORES DE JULIA 
 
Como se demostró en el capitulo 4, el sistema de recepción de JULIA 
cumple los requisitos de funcionamiento: Amplificación, sensibilidad, 
selectividad y control. Entonces, las siguientes metas del proyecto involucran la 
instalación y puesta en funcionamiento. 
Antes de realizar el trabajo de instalación, se deben cumplir ciertos 
requisitos: ubicación adecuada, aislamiento electromagnético, y alojamiento 
mecánico apropiado. El cumplimiento de estos requisitos garantizará la 
fidelidad de la señal reproducida, el funcionamiento continuo del receptor, el 
fácil mantenimiento y la cómoda reparación de los receptores. 
 84 
Por ello, los receptores deben estar ubicados cerca de los subsistemas 
de adquisición y procesamiento, de esta forma, se van a disminuir las pérdidas 
de señal en los cables, la captación de interferencia en las líneas coaxiales, y 
va a facilitar la instalación de los receptores. 
Además, se debe brindar aislamiento electromagnético a los receptores, 
ello garantizará que las interferencias no van a ingresar al subsistema de 
recepción; estas interferencias pueden tener diferentes fuentes de origen: 
computadoras, equipos de soldadura eléctrica, motores eléctricos, etc. Se sabe 
que estas interferencias pueden ingresar de tres maneras en el receptor: líneas 
de corriente alterna, líneas coaxiales de señal y control, y el aire; por ello, se 
deben anular estos posibles accesos de interferencia. El ingreso de la 
interferencia se puede reducir de tres formas. Primero, el uso de cable con 
buena malla de tierra y conectores de panel para el ingreso y salida de señal. 
Segundo, el uso de filtros pasabajos en las líneas corriente alterna. Tercero, el 
uso de módulos de aluminio (figura 5.1) y de una jaula de Faraday (figura 5.2). 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.1. Módulos de aluminio del receptor y oscilador local 
 85 
La jaula de Faraday es el recinto de protección del subsistema de 
recepción contra las interferencias, por ello, este ambiente debe cumplir los 
requisitos mencionados anteriormente. El ROJ cuenta con tres jaulas de 
Faraday, la primera contiene al subsistema de transmisión, la segunda contiene 
al laboratorio de electrónica e instrumentación EI, y la tercera contiene al 
laboratorio de tecnología de la información IT, dentro de la cual se encuentra 
una jaula más pequeña, conocida como jaula de recepción, como muestra la 
figura 5.2. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.2. Jaulas de Faraday del ROJ 
 86 
Por lo expuesto anteriormente, la instalación se hizo en la jaula de 
recepción del laboratorio IT, en ella se acondicionó las líneas de recepción y de 
control de JULIA, de tal forma que el sistema de adquisición-control y 
recepción estuvieran cercanos, tal como muestra la figura 5.3. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.3. Ubicación de los receptores de JULIA en el laboratorio IT 
Adicionalmente al subsistema de recepcion, se ha implementado un 
subsistema de protección, el cual utiliza diodos Schottky (BAT42W), y le 
permiten soportar niveles altos de potencia, además de mejorar el ancho de 
banda de la línea de recepción. 
 87 
H Y D R A
5.2 EXPERIMENTOS REALIZADOS CON EL RADAR DE JULIA 
 
El primer ejemplo del funcionamiento de los receptores de JULIA es la 
medición del “ruido de la galaxia", la cual es generada por el ruido observado 
por la antena durante todo el día, la cual varia de -100 a -88 dBm. En la figura 
5.4 se puede observar el valor de potencia pico (-88dBm), el cual nos indica 
que la antena esta apuntando al centro de la galaxia. 
Por ejemplo, se observa que el ruido de la galaxia siempre es superior al 
del receptor (2 mA), entonces, como la señal de ruido mínimo de la galaxia es 
7mA, se va a tener sensibilidad necesaria en los experimentos que se realizan 
con JULIA. Además, se puede observar la señal generada por el paso de la 
galaxia Hydra-A, ubicado aproximadamente a 125 de años luz de la tierra, la 
cual es utilizada como una fuente de calibración de ruido. 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.4. Curva de ruido del paso de la Galaxia sobre el ROJ 
 88 
La configuración de los experimentos de JULIA se hace de acuerdo a 
las horas del día, por ello, el subsistema de control selecciona en forma 
automática los paneles de los experimentos, como muestra el diagrama de 
tiempos de la figura 5.5. 
 
 
 
 
Figura 5.5. Diagrama de tiempos de los experimentos de JULIA 
Dentro de los experimentos usualmente tomados con JULIA en el ROJ 
tenemos a: Electrochorro Ecuatorial, Ecos de 150 Km, y Dispersión de la capa 
F o “Spread F”. 
Uno de los fenómenos que presenta una intensa corriente de iones es el 
Electrochorro Ecuatorial EE, como sabemos, la selección de la ubicación del 
ROJ fue determinada debido a su posición privilegiada en el Ecuador 
Magnético. En esta zona se genera este fenómeno único, el cual muestra 
interesantes variaciones en el tiempo; por ejemplo, su posición puede cambiar 
significativamente entre el día y la noche. 
En la figura 5.5 se muestran los datos tomados el 6 de Abril de 2001. El 
gráfico entrega las potencias de 6 a 12 AM, y la figura 5.6 muestra las 
velocidades de desplazamiento en la línea vertical. También, se puede 
observar que la señal más fuerte ocurre en las alturas cercanas a los 100 Km. 
Los parámetros utilizados en este experimento se pueden observar en la tabla 
5.1. 
Región de
150 KmRegión E diurna Región E nocturnaRegión F
Electrochorro ElectrochorroEcos de
150 Km
Ecos de la capa F
dispersa
0600 LT 1200 LT 1400 LT 2000 LT 0600 LT
 89 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.6. Diagrama de potencias de Electrochorro 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.7. Diagrama de velocidades verticales de Electrochorro 
 90 
Tabla 5.1. Tabla parámetros de observación y procesamiento para el 
experimento de Electrochorro Ecuatorial de las figuras 5.6 y 5.7 
 
Otro fenómeno que ocurre en el Ecuador Magnético son los Ecos de 150 
Km, el cual se observa normalmente alrededor del mediodía. A partir de las 
investigaciones hechas, se ha observado que los retornos de señal son mucho 
más débiles y menos continuos comparados con el Electrochorro Ecuatorial. 
Además, los estudios realizados por Kudeki y Fawcett en 1993 muestran que 
estos ecos están relacionados con el Electrochorro Ecuatorial, y las 
velocidades medidas son indicadoras del campo eléctrico en al ionósfera. 
En las figuras 5.8 y 5.9 se muestran los datos tomados el 30 de Enero 
de 2001, donde se observan los diagramas de potencia y velocidades 
verticales entre las 12 y 14 PM, además se muestran los parámetros del 
experimento en la tabla 5.2. 
Periodo entre pulsos 375 Km(2.5 ms) 
Ancho de pulso 2 Km (13.3 µs) 
Número de “Beams” 2 (Sección Este-Oeste de la antena) 
Altura inicial de muestreo 85 Km (566.67 µs) 
Número de muestras 34 
Espaciamiento entre muestras 2 Km (13.3 µs) 
Resolución del ADC 8 bits 
Ancho de banda  10 µs 
Atenuación 4 dB 
Fecha de realización 6 de Abril del 2001 
 91 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.8. Diagrama de potencias de los Ecos de 150 Km 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.9. Diagrama de velocidades verticales de los Ecos de 150 Km 
 92 
Tabla 5.2. Tabla parámetros de observación y procesamiento para el 
experimento de Ecos de 150 Km de las figuras 5.7 y 5.8 
 
Otro fenómeno que capta la atención de la comunidad científica es la 
Dispersión de la capa F o “Spread F”, ésta es una de las primeras 
observaciones hechas desde los inicios de la creación del ROJ. 
Posteriormente, en el año 1,976, investigaciones realizadas por los científicos 
peruanos Woodman y La Hoz dieron una interpretación para este fenómeno, la 
cual es aceptada actualmente por la comunidad científica mundial. 
En las figuras 5.10 y 5.11 se muestran los datos tomados el 30 de Enero 
de 2001, donde se observan los diagramas de potencia y velocidades 
verticales entre las 14 y 20 PM, y los parámetros del experimento se muestran 
en la tabla 5.3. 
 
Periodo entre pulsos 375 Km (2 ms) 
Ancho de pulso 2 Km (13.3 µs) 
Número de “Beams” 2 (Sección Este-Oeste de la antena) 
Altura inicial de muestreo 95 Km (633.3 µs) 
Número de muestras 31 
Espaciamiento entre muestras 2.55(17 µs) 
Resolución del ADC 8 bits 
Ancho de banda  10 µs 
Atenuación 4 dB 
Fecha de realización 30 de Enero del 2001 
 93 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.10. Diagrama de potencias de ¨Spread F¨ 
 
- 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
Figura 5.11. Diagrama de velocidades verticales de ¨Spread F¨ 
 94 
Tabla 5.3. Tabla de parámetros de y observación y procesamiento para 
el experimento de la capa F dispersa de las figuras 5.9 y 5.10 
 
Como se ha podido observar en los datos adquiridos con el sistema 
JULIA, los diferentes fenómenos observados han exigido el cumplimiento de 
los requisitos impuestos inicialmente al subsistema de recepción (amplificación, 
sensibilidad, selectividad y control). Además, hay que indicar que el subsistema 
de recepción tiene la posibilidad de configurar nuevos experimentos, y solo va 
a depender de la creatividad del investigador. 
Periodo entre pulsos 1500 Km ( 10 ms) 
Ancho de pulso 5 Km (33.3 µs) 
Número de “Beams” 2 (Sección Este-Oeste de la antena) 
Altura inicial de muestreo 95 Km (633.3 µs) 
Número de muestras 310 
Espaciamiento entre muestras 2.55 (17 µs) 
Resolución del ADC 8 bits 
Ancho de banda  20 µs 
Atenuación 2 dB 
Fecha de realización 30 de Enero del 2001 
 95 
5.3 COSTOS 
 
Como parte del desarrollo de este proyecto, se han hecho gastos en la 
compra de material necesario para implementar el subsistema de recepción, 
los cuales se están presentando en las tablas 5.5, 5.6 y 5.7. 
Tabla 5.4. Gastos hechos en el módulo del oscilador maestro 
Modelo Descripción Fabricante Distribuidor Código del 
distribuidor 
Cant. Costo 
unitario ($) 
Costo 
total ($) 
HA2-2525 Amplificador 
operacional 
Intersil Newark 06F5198 3 8.10 24.3 
CO233T-R Oscilador de 
49.92Mhz 
Vectron Vectron CO233T-R 1 737.0 737.0 
SS-50 Interruptor de 
RF 
VARI-L   2 50 100 
MHW-592 Amplificador de 
banda ancha 
Motorola Motorola MHW-592 1 41.6 41.6 
142-0701-621 Conector SMA 
de panel 
Johnson Newark 50F2713 4 6.87 27.48 
39F1022 Conector BNC 
de panel 
Amphenol Newark 31-206 4 10.77 43.08 
PDC-10-1 Acoplador de 10 
dB 
Minicircuits Minicircuits PDC-10-1 1 13.45 13.45 
AT-3 Atenuador de 3 
dB 
Minicircuits Minicircuits AT-3 1 3.65 3.65 
SRA-1 Mezclador Minicircuits Minicircuits SRA-1 1 13.45 13.45 
H5A Divisor de señal WJ   6 50 300 
1C10Z5U10 
3M050B 
Condensador de 
.01uF 
Vishay 
Sprague 
Newark 81F2060 3 0.17 0.51 
9250-103 Inductancia de 
10 µH 
J.W.Miller Newark 81F3057 3 4.21 12.63 
1201-066 Condensador de 
paso de 5500pF 
Spectrum 
Control  
Newark 10F8145 3 5.73 17.19 
HA2-2525 Amplificador 
operacional 
Intersil Newark 06F5198 3 8.10 24.3 
CK05BX270K Condensador 27 
pF 
Mallory Newark 65F608 3 0.70 2.1 
1C10ZU103 
M050B 
Condensador 
cerámico 0.01uF 
Sprague Newark 81F2060 3 0.23 0.69 
CB-153-5 Resistencia de 
carbón de 15K 
1/4W 
A-B Newark 10F305/RC07 3 0.39 1.17 
CB-103-5 Resistencia de 
carbón de 10K 
1/4W 
A-B Newark MIL-R-11.RC07 3 0.39 1.17 
CB-102-5 Resistencia de 
carbón de 1K 
1/4W 
A-B Newark 10F305/RC07 12 0.39 4.68 
39F1022 Conector BNC 
de panel 
Amphenol Newark 31-206 2 10.77 21.54 
1201-066 Condensador de 
paso de 5500pF 
Spectrum 
Control  
Newark 10F8145 2 5.73 11.46 
      Subtotal 1401,45 
 96 
Tabla 5.5. Gastos hechos en el módulo del receptor 
Modelo Descripción Fabricante Distribuidor Código del 
distribuidor 
Cant. Costo 
unitario 
($) 
Costo 
total ($) 
44F4224 Inductancia de 
0.2 µH 
Vishay Dale Newark IM-2-.22 4 2.21 8.84 
9250-103 Inductancia de 
10 µH 
J.W.Miller Newark 81F3057 8 4.21 33.68 
RC1/2G510JT Resistencia de 
50 
Multicomp Newark 10N532 4 0.46 1.84 
MHW-592 Amplificador de 
banda ancha 
Motorola Motorola MHW-592 12 41.6 499.2 
XMC50-4-4MM   Filtro 
pasabanda de 
50 MHz 
Lark 
Engineering 
  8 100 800 
PSC-2-1 Divisor de 
señal 
Minicircuits Minicircuits PSC-2-1 4 10.95 43.8 
PSCQ-2-70 Desfasa señal 
en 90° 
Minicircuits Minicircuits PSCQ-2-70 4 23.95 95.8 
RPD-1 Detector de 
fase 
Minicircuits Minicircuits RPD-1 8 18.45 147.6 
9410-5 Capacitancia 
variable 8 a 50 
pF 
Johanson Newark 50F3926 4 2.90 11.6 
1C10Z5U103M 
050B 
Condensador 
de .01uF 
Vishay 
Sprague 
Newark 81F2060 8 0.17 1.36 
50-645-4524-
310 
Conector SMA 
de panel 
ITT 
SEALECTRO 
Newark 90F2520 24 9.03 216.72 
1201-066 Condensador 
de paso de 
5500pF 
Spectrum 
Control  
Newark 10F8145 12 5.73 68.76 
CD10F201J03 Condensador 
de 200 pF 
Cornell 
Dubilier 
Newark 15F1367 8 1.31 10.48 
CD15FD361 
J03 
Condensador 
de 360 pF 
Cornell 
Dubilier 
Newark 15F1240 8 1.38 11.04 
FD331J03 Condensador 
de 330 pF 
CDE. Newark 15F1239 8 1.21 9.68 
1C10Z5U103M 
050B 
Condensador 
de .01uF 
Vishay 
Sprague 
Newark 81F2060 12 0.17 2.04 
T110A475K010 
AS 
Condensador 
de Tantalum 
4.7 µH 
 Newark 87F4921 12 1.12 13.44 
RC1/2G511JT Resistencia de 
510 
Multicomp Newark 10N381 8 0.46 3.68 
RC1/2G202JT Resistencia de 
2K 
Multicomp Newark 10N395 8 0.46 3.68 
MR-RN73C2A 
8K25 B 
Resistencia de 
8.25K 
Meggitt 
Electronic 
Components 
Newark 95B6584 8 1.01 8.08 
RC1/2G512JT Resistencia de 
5K 
Multicomp Newark 10N405 16 0.46 7.36 
RC1/2G105JT Resistencia de 
1M 
Multicomp Newark 10N459 8 0.46 3.68 
RC1/2G103JT Resistencia de 
10K 
Multicomp Newark 10N412 8 0.46 3.68 
RC1/2G100JT Resistencia de 
10 
Multicomp Newark 10N340 16 0.46 7.36 
AD7511DIJN Interruptor 
análogo CMOS 
Analog 
Devices 
Newark 05F7369 16 11.47 183.52 
74LS139 Decodificador Fairchild DigiKey DM74LS139-N-
ND 
4 0.62 2.48 
 97 
HA2-2525 Amplificador 
operacional 
Intersil Newark 06F5198 16 8.10 129.6 
64W Potenciómetro 
de 20K 
SPECTROL Newark 67F5833 16 2.59 41.44 
64W Potenciómetro 
de 50K 
SPECTROL Newark 67F5833 8 2.59 20.72 
1201-066 Condensador 
de paso de 
5500pF 
Spectrum 
Control  
Newark 10F8145 20 5.73 114.6 
      Subtotal 2505,76 
 
Tabla 5.6. Gastos hechos en los componentes para la instalación 
Modelo Descripción Fabricante Distribuidor Código del 
distribuidor 
Cant. Costo 
unitario 
($) 
Costo 
total ($) 
ZSAT-31R5 Atenuador Digital Minicircuits Minicircuits ZSAT-31R5 4 119.0 476.0 
HTAA-16W-A Fuente regulable Condor Newark 740-5044 4 53.95 215.8 
DE-9PMP Conector de panel 
tipo D de 9 pines 
macho 
SPC 
Technology 
Newark 87N484 4 0.99 3.96 
39F1022 Conector BNC de 
panel 
Amphenol Newark 31-206 32 10.77 344.64 
142-0701-621 Conector SMA de 
panel 
Johnson Newark 50F2713 4 6.87 27.48 
901-9511-3 Conector SMA 
macho para RG 
174 
Amphenol Newark 39F3326 24 6.79 162.96 
1201-066 Condensador de 
paso de 5500pF 
Spectrum 
Control  
Newark 10F8145 32 5.73 183.36 
10VW1 Filtro de AC CORCOM Newark 46F4399 4 22.60 90.4 
RG402 Cable RG402 100 
pies 
Pasternack 
Enterprises 
Pasternack 
Enterprises 
RG402/U 100 2.28 228.0 
03F2136 Cable RG58 100 
pies 
Belden Newark 36F118WM 1 67.42  67.42 
03F2133 Cable RG174 Belden Newark 9239 100 0.4878  48.78 
901-9808 Conector macho 
para RG-402 
Amphenol Newark 93F7534 4 5.17 20.68 
2007-7941-02 Conector macho 
tipo codo para RG-
402 
Macom Allied 513-1020 4 14.96 59.84 
P-2392 Cable de entrada 
AC 
Switchcraft Newark 26F720 4 11.96 47.84 
901-9209ª Conector hembra-
hembra SMA 
Amphenol Newark 51F3842 4 13.01 52.04 
MP-16-3G Sockets 16 pines SPC 
Technology 
Newark 81N9125 36 1.09 39.24 
MP-14-3G Sockets 14 pines SPC 
Technology 
Newark 81N9124 4 0.89 3.56 
MP-08-3G Sockets 8 pines SPC 
Technology 
Newark 81N9123 23 0.71 16.33 
 Módulos de 
aluminio para la 
instalación 
   50 5 250 
      Subtotal 2338,33 
 
 98 
El gasto total realizado en material ha sido $ 6245,54, cabe mencionar 
que este material fue importado, y el trámite y los gastos de envío lo realizó la 
Universidad de Cornell. Además, no se han incluido los gastos en la mano de 
obra y alquiler de equipos, los cuales también se toman en cuenta cuando se 
ordena la construcción de algún equipo en una empresa particular. 
  
 
 
 
 
 
 
 
 
 
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES 
 
El desarrollo del presente trabajo ha permitido cubrir una necesidad del 
ROJ, produciendo además las siguientes conclusiones y recomendaciones: 
1. La sensibilidad del receptor construido para JULIA es 2mA, en 
consecuencia, se está garantizando que tiene la suficiente sensibilidad, ya 
que la mínima señal que va a captar la antena del ROJ es 7mA, la cual 
corresponde al ruido del la Galaxia ”fría”. 
2. La potencia de los fenómenos observados en el Ecuador Magnético son 
40 dB superiores al nivel de ruido, lo cual exige un rango dinámico igual o 
mayor; además, como el rango dinámico de los receptores de JULIA va 
desde 44 hasta 69 dB, dependiente de la atenuación seleccionada, 
entonces, se garantiza que se tiene el rango dinámico adecuado. 
 100
3. El control automático de ancho de banda de JULIA está funcionando 
correctamente, por lo tanto, se garantiza que la relación señal a ruido va a 
ser la más alta, de acuerdo a la teoría de filtros adaptados. 
4. Las mediciones hechas al filtro Bessel del receptor de JULIA ha 
demostrado que su comportamientos se aproxima bastante al teórico, sin 
embargo, para frecuencias de corte superior a 380KHz se tiene que 
aumentar en 10% aproximadamente el valor de las resistencias, lo cual 
también ha dado buenos resultados. 
5. Un elemento que ha mejorado el funcionamiento de los receptores es el 
blindaje electromagnético entre las etapas de amplificación, en efecto, el 
perfeccionamiento de este blindaje ha contribuido en la mejora de la 
sensibilidad del receptor, lo cual también concuerda con las 
recomendaciones hechas en los libros de compatibilidad 
electromagnética. 
6. La selección adecuada de los materiales para la construcción del recinto y 
los módulos de los receptores ha reducido la posibilidad del ingreso de las 
interferencias presentes en el ambiente. 
7. El receptor desarrollado en el ROJ no tiene referencias de trabajos 
anteriores en el Perú, por ello, este trabajo resulta en una buena 
referencia para diseños posteriores de receptores VHF. 
8. A pesar de que el diseño del receptor es para 50 MHz, el esquema se 
puede repetir para otras frecuencias. Por ejemplo, como parte de las 
labores del ROJ, se revisó y reparó el receptor de un radar BLR (915 
 101
MHz), esta tarea se facilitó grandemente debido al conocimiento 
previamente adquirió en el diseño de los receptores de JULIA. 
9. La flexibilidad para cambiar el ancho de banda y la atenuación que 
muestra el sistema de recepción de JULIA, permite realizar los 
experimentos habitualmente programados, pero además, se pueden 
implementar otros nuevos, lo cual dependerá del requerimiento de cada 
investigador. 
10. Como el receptor está conectado a la línea de recepción del ROJ, el 
equipo puede ser dañado por la señal remanente del transmisor, 
alrededor de los 1000Vpp. Por ello, la línea de diodos protectores que han 
complementado a los receptores ha garantizado su funcionamiento 
seguro. 
11. La velocidad de conmutación de los atenuadores digitales es 10µs, lo cual 
equivale a 1500 m para el radar. Como se tienen experimentos que llegan 
a 800Km de altura, se podría utilizar los atenuadores digitales para 
disminuir la señal fuerte de ciertas alturas y dejar pasar la señal débil de 
otras (Control automático de Ganancia AGC). Para realizar esto, se 
implementaría un control adicional al que se tiene actualmente, por lo 
tanto, se mejoraría la calidad de los datos adquiridos con el receptor. 
 
BIBLIOGRAFÍA 
1. Barton, Davis. Modern radar system Analisis. Artech House. 1,988 
2. Balsley, Ben. The MST radar Technique: Potential for Middle 
Atmospheric Studies. Vol. 118, 1980 
3. Berkowitz, Raymond. Modern Radar. John Wiley & Sons. Página 7. 
1,965 
4. Berkowitz, Raymond. Modern Radar. John Wiley & Sons. Página 399. 
1,965 
5. Cardama, Angel. Antenas. Edicions UPC, Universitat Politécnica de 
Catalunya. Capitulo 1. 2,000 
6. Degauque, Pierre. Electromagnetic Compatibility. Oxford University 
Press. Capítulo 3.1,993 
7. Degauque, Pierre. Electromagnetic Compatibility. Oxford University 
Press. Capítulo 2 y 3. 1,993 
8. Fukao, Sohoichiro. Handbook for map. SCOSTEP Secretariat, 
University of Illinois. Volumen 30. Página iii. 1,989 
9. Hagen, Jon. Radio-Frequency Electronics Circuits and applications. 
Cambridge University Press. Capítulo 6. 1,996 
10. Hagen, Jon. Radio-Frequency Electronics Circuits and applications. 
Cambridge University Press. Capítulo 6. página 54. 1,996 
11. Hagen, Jon. Radio-Frequency Electronics Circuits and applications. 
Cambridge University Press. Capítulo 29. página 303. 1,996 
12. Horowitz, Paul. The Art of electronics. Cambridge University Press. 
1,989. páginas 274, 275 y 276. 
13. Mini-Circuits. RF/IF Designer’s Handbook. 
 103 
14. Ochs, Gerard. The large 50 MC/s dipole array at Jicamarca Radar 
Observatory. National Bureau of Standards report. NBS Project 
54050-11-5400156. NBS report 8772. 5 de Marzo de 1,965. 
15. Orr, Wiliam. Radio Handbook. Marcombo. Página 244. 1,986. 
16. Orr, Wiliam. Radio Handbook. Marcombo. Página 245. 1,986. 
17. Orr, Wiliam. Radio Handbook. Marcombo. Página 248. 1,986. 
18. Peterson, Vern L. Wind profiling: The history, principles and 
applications of clear-air doppler radar. Tycho Technologgy. 1,988. 
19. Real Academia Española RAE, www.rae.com. 
20. Sarango, Martin. First Results form the Jicamarca unattended Long-
term studies of the Ionosphere and Atmosphere (JULIA) system. 
Proceedings of the Eight Workshop on Technical and Scientific 
Aspects of MST Radar. SCOSTE. Páginas 310-313. Bangalore, India. 
Diciembre 15-20 de 1,997. 
21. Sarango, Martin. Sistema controlador/procesador multi-DSP para el 
radar MST perfilador de vientos de la Estación Científica Antártica 
Machu-Picchu. Tesis doctoral. Departamento de la Teoría de la señal 
y Comunicaciones Universidad Politécnica de Cataluña. Julio de 
1,996. 
22. Shadowitz, Albert. The electromagnetic Field. McGraw-Hill. 1,975 
23. Skolnik, Merril. Introduction to RADAR systems. McGraw-Hill. Página 
231. 1,962 
24. Skolnik, Merril. Radar Applications. IEE PRESS. 1,987 
 104 
25. Urbina, Julio. Diseño e implementación de un controlador de radar 
MST para la  Base Antártica Peruana Machu-Picchu. Tesis de grado 
de ingeniero. Universidad Nacional de Ingeniería 1993. 
26. Van der Ziel, Aldert, Noise. Prentice-Hall. Página 1. 1,960 
27. Van der Ziel, Aldert, Noise. Prentice-Hall. Página 8 y 31, 1,960 
28. Van der Ziel, Aldert, Noise. Prentice-Hall. Página 33, 1,960 
29. Wehner, Ronald. High Resolution Radar. Artech House. Capitulo 12. 
1,987